《通信电路》课件第6章.ppt

1、第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路).概述概述.振幅调制与解调原理振幅调制与解调原理.调幅电路调幅电路.检波电路检波电路.混频混频.倍频倍频.接收机中的自动增益控制电路接收机中的自动增益控制电路.实例介绍实例介绍.9 章末小结章末小结第第6章章 模拟调幅、检波与混频电路模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路线性频率变换电路)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.1 概述概述调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。正如绪论中所介绍的,调制是在发射端将信号从低频段变换到高频段,便于天线发送以及实现不同信号源、不同系统的频分复用；解调是在接收端将已调波信号从高

2、频段变换到低频段,恢复原信号。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)在模拟系统中,按照载波波形的不同,可分为脉冲调制和正弦波调制两种方式。脉冲调制是以高频矩形脉冲序列为载波,用低频调制信号去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量,分别称为脉幅调制(PAM)、脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。正弦波调制是以高频正弦波为载波,用低频调制信号去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量,分别称为调幅(AM)、调频(FM)和调相(PM)。本书仅讨论正弦波调制。为了简化起见，本章内有关调幅、检波等名词前省略“模拟”二字。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)本章首先分别在时域和频

3、域讨论振幅调制与解调的基本原理,然后介绍有关电路组成。由于混频电路、倍频电路与调幅电路、振幅解调电路(又称为检波电路)同属于线性频率变换电路,因此也放在这一章介绍。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.2.1普通调幅方式普通调幅方式 1.普通调幅信号的表达式、普通调幅信号的表达式、波形、波形、频谱和功率谱频谱和功率谱 普通调幅方式是用低频调制信号去控制高频正弦波(载波)的振幅,使其随调制信号波形的变化而呈线性变化。设载波为uc(t)=Ucmcosct,调制信号为单频信号，即u(t)=Umcost(c),则普通调幅信号为:uAM(t)=(Ucm+kUm cos t)cosct =

4、Ucm(1+Macost)cosct(6.2.1)6.2 振幅调制与解调原理振幅调制与解调原理第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)其中调幅指数0Ma1,k为比例系数。图6.2.1(a)给出了u(t)、uc(t)和uAM(t)的波形图。从图中并结合式(6.2.1)可以看出,普通调幅信号的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUmcost相加而成,其中交流分量与调制信号成正比,或者说,普通调幅信号的包络(信号振幅各峰值点的连线)完全反映了调制信号的变化。该图中载波频率是调制频率的6倍。调幅指数Ma还可以表示为 cmcmcmcmaUUUUUUUUUUMminmaxminmaxminmax,c

5、mmaUUkM（6.2.2）第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.1 普通调幅波形与频谱 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)显然,当Ma1时,普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同,产生了失真,称为过调制,如图6.2.2所示。所以,普通调幅要求Ma必须不大于1。式(6.2.1)又可以写成uAM(t)=Ucmcosct+cos(c+)t+cos(c-)t 可见,uAM(t)的频谱包括了三个频率分量：c(载波)、c+(上边频)和c-(下边频)。原调制信号的频带宽度是或（F=）,而普通调幅信号的频带宽度是2(或2F),是原调制信号的两倍。普通调幅将调制信号频谱

6、搬移到了载频的左右两旁,如图6.2.1(b)所示。22cmaUM（6.2.3）第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.2 过调制波形第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)由式(6.2.3)还可以看到,若此单频调幅信号加在负载R上,则载频分量产生的平均功率为:RUPcmc221cacmaSBPMUMRP2241221caSBcavPMPPP22112两个边频分量产生的平均功率相同,均为:调幅信号总平均功率为:(6.2.4)(6.2.5)(6.2.6)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)由于被传送的调制信息只存在于边频分量而不在载频分量中,所以从式(

7、6.2.6)可知,携带信息的边频功率最多只占总功率的三分之一(因为Ma1)。在实际系统中,平均调幅指数很小,所以边频功率占的比例更小,功率利用率更低。为了提高功率利用率,可以只发送两个边频分量而不发送载频分量,或者进一步仅发送其中一个边频分量,同样可以将调制信息包含在调幅信号中。这两种调幅方式分别称为抑制载波的双边带调幅(简称双边带调幅)和抑制载波的单边带调幅(简称单边带调幅),在以下两小节将分别给予介绍。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)根据信号分析理论,一般非周期调制信号u(t)的频谱是一连续频谱,假设其频率范围是minmax,如载频仍是c,则这时的普通调幅信号可看成是调制

8、信号中所有频率分量分别与载频调制后的迭加,各对上、下边频的迭加组成了上、下边带,相应的波形和频谱如图6.2.3所示。可见,这时普通调幅信号的包络仍然反映了调制信号的变化,上边带与下边带呈对称状分别置于载频的两旁,且都是调制信号频谱的线性搬移,上、下边带的宽度与调制信号频谱宽度分别相同,总频带宽度仍为调制信号带宽的两倍,即BW=2max。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.3 一般调幅信号的波形与频谱 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)2.普通调幅信号的产生和解调方法普通调幅信号的产生和解调方法 式(6.2.1)可以改写如下：)()(1coscos1)(

9、11tutukktUtUUktucccmmcmAM其中，k1=k/Ucm第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)第3章曾经讨论过利用丙类谐振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。由于功放的输出电压很高,故这种方法称为高电平调幅。普通调幅信号的解调方法有两种,即包络检波和同步检波。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.4 低电平调幅原理图 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)(1)包络检波。利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特点,如能将包络提取出来,就可以恢复原来的调制信号。这就是包络检波的原理。图6.2.5给出了包络检波的原理图。设

10、输入普通调幅信号uAM(t)如式(6.2.1)所示,图6.2.5中非线性器件工作在开关状态,其特性可用第5章第5.3节式(5.3.5)那样的单向开关函数来表示,则非线性器件输出电流为:io(t)=guAM(t)K1(ct)=gUcm(1+Macost)coscttnncnn)12cos()12(2)1(2111(6.2.7)g是非线性器件伏安特性曲线斜率。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.5 包络检波原理图 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)可见io中含有直流,c,c以及其它许多组合频率分量,其中的低频分量是:用低通滤波器取出io中这一低频分量,滤除

11、c-及其以上的高频分量,同时用隔直流电容滤除直流分量,就可以恢复与原调制信号u(t)成正比的单频信号了。图6.2.5中的非线性器件可以用晶体二极管,也可以用晶体三极管。)cos1(1tMgUacm(6.2.8)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)(2)同步检波。同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号,称为同步信号。同步检波可由乘法器和低通滤波器实现,其原理见图6.2.6。设输入普通调幅信号uAM(t)仍如式(6.2.1)所示,乘法器另一输入同步信号为:ttMUUktutuktucarmcmrAM2220cos)cos1()()()(2)2cos(2)2co

12、s(2coscos122tMtMttMUUkcacacarmcmur(t)=Urmcosct则乘法器输出为:(6.2.9)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.6 同步检波原理图 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)可见,输出信号中含有直流,2c,2c几个频率分量。用低通滤波器取出直流和分量,再去掉直流分量,就可恢复原调制信号。如果同步信号与发射端载波同频不同相,有一相位差,即ur=Urmcos(ct+)则乘法器输出中的分量为 k2UcmUrmMacoscost。若是一常数,即同步信号与发射端载波的相位差始终保持恒定,则解调出来的分量仍与原调制信号成正比,

13、只不过振幅有所减小。当然90,否则cos=0,分量也就为零了。若是随时间变化的,即同步信号与发射端载波之间的相位差不稳定,则解调出来的分量就不能正确反映调制信号了。21第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)如果本地载波与发射端载波不同频,有一角频率差,即ur(t)=Urm cos(c+)t 则乘法器输出中的分量 已不再与调制信号成线性关系了。所以,产生与发射端载波同频同相的同步信号是进行同步检波的前提条件。由第4章的讨论可知,振荡器输出的载波频率不可能保持完全恒定，故此处的同频同相是指同步信号的频率和相位应保持与发射端载波同步变化。对于普通调幅信号,因其中包含有载波分量,故提取同步

14、信号并不困难。可以将普通调幅信号放大后限幅,使其成为等幅方波信号,然后用带通滤波器取出它的基频,就是同步信号了。2cmrm1cos2ak U U M COStt第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.2.2双边带调幅方式双边带调幅方式 1 双边带调幅信号的特点双边带调幅信号的特点 设载波为uc(t)=Ucmcosct,单频调制信号为u(t)=Um cost(c),则双边带调幅信号为:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct =cos(c+)t+cos(c-)t 其中k为比例系数。可见双边带调幅信号中仅包含两个边频,无载频分量,其频带宽度仍为调制信号带

15、宽的2倍。2cmmUkU(6.2.10)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图6.2.7显示了单频调制双边带调幅信号的有关波形与频谱图。需要注意的是,双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化,而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180的突变。由式(6.2.10)可以看到,在调制信号正半周,cost为正值,双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；在调制信号负半周,cost为负值,uDSB(t)与uc(t)反相。所以,在正负半周交界处,uDSB(t)有180相位突变。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.7 双边带调幅波形与频谱 第

16、6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)2.双边带调幅信号的产生与解调方法双边带调幅信号的产生与解调方法 由式(6.2.10)可以看出,产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号,所以包络检波法不适用,而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。与普通调幅信号同步检波不同之处在于,乘法器输出频率分量有所减少。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)设双边带调幅信号如式(6.2.10)所示,同步信号为ur(t)=Urmcosct,则乘法器输出为:tttUUkUkttUUkUktutuktucccmmrmccmmrmrDS

17、Bo)2cos(21)2cos(21cos2coscos)()()(2222其中k2是乘法器增益。用低通滤波器取出低频分量,即可实现解调。将式(6.2.10)所示双边带信号取平方,则可以得到频率为2c的分量,然后经二分频电路,就可以得到c分量。这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。(6.2.11)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.2.3单边带调幅方式单边带调幅方式 单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例,则单频调制单边带调幅信号为：tUkUtuccmmSSB)cos(2)(6.2.12)由上式可见,单频调制单边带调幅信号是一个角频率为c+的单

18、频正弦波信号,但是,一般的单边带调幅信号波形却比较复杂。不过有一点是相同的,即单边带调幅信号的包络已不能反映调制信号的变化。单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同,是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、相移法以及两者相结合的相移滤波法。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)1 滤波法滤波法 这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点,先产生双边带调幅信号,再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。滤波法原理见图6.2.8。由图6.2.7(b)所示双边带调幅信号频谱图可以推知,对于频谱范围为minmax的一般调制信号,如min很小,则上、下两个边带相隔很

19、近,用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。2 相移法相移法 这种方法是基于单边带调幅信号的时域表达式。式(6.2.12)所示单频单边带调幅信号可写成:第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.8 滤波法原理 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)由上式可知,只要用两个90相移器分别将调制信号和载波信号相移90,成为sint和sinct,然后进行相乘和相减,就可以实现单边带调幅,如图6.2.9所示。显然,对单频信号进行90相移比较简单,但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90相移,要保证其中每个频率分量都准确相移90是很困难的。)sinsi

20、ncos(cos2)(ttttUkUtucccmmSSB(6.2.13)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.9 相移法原理 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)3.相移滤波法相移滤波法 滤波法的缺点在于滤波器的设计困难。若调制信号频率范围为FminFmax,则上下边带间隔为2Fmin。如果要求滤波器取出一个边带而滤除另一个边带,则过渡带宽度就是2Fmin。当滤波器的过渡带宽度固定,则工作频率越高,要求衰减特性越陡峭,实现越困难。举个例子,设过渡带宽度2Fmin=1kHz,要求在过渡带内衰减20 dB,若工作频率fc=1MHz,则滤波器边沿的衰减特性必须为

21、-46000dB10倍频程；若工作频率fc=10kHz,则要求相应的衰减特性为-483dB10倍频程。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)相移法的困难在于宽带90相移器的设计,而单频90相移器的设计比较简单。结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法,其原理图见图6.2.10。相移滤波法的关键在于将载频c分成1和2两部分,其中1是略高于max的低频,2是高频,即c=1+2,12。现仍以单频调制信号为例说明此法的原理。为简化起见,图6.2.10中各信号的振幅均表示为1。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.2.10 相移滤波法原理 第6章模拟调幅

22、、检波与混频电路(线性频率变换电路)调制信号u(t)与两个相位差为90的低载频信号u1、u1分别相乘,产生两个双边带信号u3、u4,然后分别用滤波器取出u3、u4中的下边带信号u5和u6。因为1是低频,所以用低通滤波器也可以取出下边带u5和u6。由于12re)(6.3.7)将式（6.3.7）代入式（6.3.3），得到当ux小于26 mV时，yxTycxTyycouuURRuUthuRRu212(6.3.8)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)根据以上分析可知，加入负反馈电阻Ry以后，uy的动态范围可以扩大，但ux的幅度大小仍受限制。MC1495是在MC1496中增加了X通道线性补

23、偿网络,使X通道输入动态范围增大。MC1494是以MC1495为基础,增加了电压调整器和输出电流放大器。MC1495和MC1494分别作为第一代和第二代模拟乘法器的典型产品,线性度很好,既可用于乘、除等模拟运算,也可用于调制、解调等频率变换,缺点是工作频率不高。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)MC1496工作频率高,常用作调制、解调和混频,通常X通道作为载波或本振的输入端,而调制信号或已调波信号从Y通道输入。当X通道输入是小信号(小于26 mV)时,输出信号是X、Y通道输入信号的线性乘积；当X通道输入是角频率为c的单频很大信号时(大于260 mV),根据双差分模拟乘法器原理（

24、可参看例5.4），输出信号应是Y通道输入信号和双向开关函数K2(ct)的乘积。两种情况均可实现调幅。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)例例6.2 已知调制信号u(t)的频谱范围为300Hz4000 Hz,载频为560kHz。现采用MC1496进行普通调幅,载波信号和调制信号分别从X、Y通道输入。若X通道输入是小信号,输出uo(t)=k1uxuy；若X通道输入是很大信号,uo(t)=k2uyK2(ct)。分析这两种情况的输出频谱。解：解：由于是普通调幅,因此输入调制信号应迭加在一直流电压UY上,即uy(t)=UY+u(t),显然,为使调制指数不大于1,UY应不小于u(t)的最大振

25、幅。令ux(t)=cosct,则当ux(t)是小信号时：uo(t)=k1(UY+u)cosct=k1UY+tuUcYcos)11(第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)当ux(t)是很大信号时：uo(t)=k2(UY+u)K2(ct)根据第5.3节的分析,在前一种情况,uo的频谱应为c和c,其中是u的全部频谱,如图例6.3.4(a)所示,显然这是普通调幅信号频谱。由于fc=560 kHz,Fmax=4kHz,fcFmax,所以用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信号频谱而滤除fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频谱。在后一种情况,uo的频谱应为(2n-1)c和(2n-1)c,其中n

26、=1,2,如图6.3.4(b)所示。由于fc=560kHz,Fmax=4 kHz,fcFmax,无用频率分量均距离很远，因而用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信号频率分量而滤除fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频率分量。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图6.3.4 例6.2图第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.3.5 MC1496组成的普通调幅或双边带调幅电路 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)2.模拟乘法器调幅电路模拟乘法器调幅电路 图6.3.5是用MC1596组成的普通调幅电路。由图可知,X通道两输入端、10脚直流电位均为6V,可

27、作为载波输入通道；Y通道两输入端、脚之间外接有调零电路,可通过调节50k电位器使脚电位比脚高UY,调制信号u(t)与直流电压UY迭加后输入Y通道。调节电位器可改变调制指数Ma。输出端、12脚外应接调谐于载频的带通滤波器。、脚之间外接Y通道负反馈电阻。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)采用图6.3.5的电路也可以组成双边带调幅电路,区别在于调节电位器的目的是为了使Y通道、脚之间的直流电位差为零,即Y通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经电位器的电流,便于调零准确,可加大两个750电阻的阻值,比如各增大10k。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.4.1包络检波

28、电路包络检波电路 包络检波原理如图6.2.5所示。其中的非线性器件可以是二极管,也可以是三极管或场效应管,电路种类也较多。现以图6.4.1所示二极管峰值包络检波器为例进行讨论,其中RC元件组成了低通滤波器。6.4 检波电路检波电路第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.1 二极管峰值包络检波器 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)1.工作原理工作原理 我们以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工作原理。由图6.4.1可见,加在二极管上的正向电压为u=ui-uo。假定二极管导通电压为零,且伏安特性为:000)(uuugtiD第6章模拟调幅、检波与混频电

29、路(线性频率变换电路)首先,必须注意此电路的两个特点：二极管导通与否,不仅与输入电压ui有关,还取决于输出电压uo,即输出信号有反馈作用。二极管导通时,电容充电,充电时间常数为rdC；二极管截止时,电容放电,放电时间常数为RC。由于二极管导通电阻rd很小,因此一般有rdCRC。设t=t0时,uo=0。参照图6.4.2,依次说明uo波形的变化过程。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.2 二极管峰值包络检波器的包络检波波形 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)在t0t1时段,uiuo0,二极管导通,开始给电容充电,uo按指数规律上升,即AB曲线。在t1t2时

30、段,ui uo,二极管截止,电容通过电阻R放电,uo 按指数规律下降,即BC曲线。在t2t3时段,ui uo,二极管再次导通,给电容充电,uo再次上升,即CD曲线。在t3t4时段,ui uo,二极管再次截止,电容放电,uo再次下降,即DE曲线。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)由于充放电过程交替进行,因此uo波形呈锯齿状变化。可以归纳出以下几条规律:(1)由于rdCRC,故uo上升快,下降慢。(2)除了起始几个周期外,二极管导通时间均在输入高频振荡信号的峰值附近,如t4t5,t6t7,且时间很短,或者说,其导通角很小。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)(3)在正

31、常情况下,导通角越小,uo曲线与ui的包络线越接近。若趋近于0,则uo曲线就几乎完全反映了ui的包络线即调制信号波形,此时检波效率最高,失真最小。检波效率d定义为uo中低频分量振幅与ui中调制分量振幅的比值。当ui是单频调幅波时,即ui=Uim(1+Ma cost)cosct时,uo中的低频分量为Uom cost,检波效率d可写成1imaomdUMU(6.4.1)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)当ui是等幅正弦波时,即ui=Uim cosct时,uo应为电平为Uo的直流电压,检波效率d可写成 1imodUU 所谓正常情况,是指检波电路处于稳定工作状态且不存在惰性失真和底部切割

32、失真。利用折线函数分析法,可以求得检波效率的近似表达式：dcos 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)当很小时,33RgD 由式(6.4.2)和(6.4.1)可知,仅当gD为常数时,才为常数,d也才为常数,此时输出信号振幅Uom与调制信号振幅MaUim近似成线性关系。由于仅在大信号工作时,二极管的导通电压才可以忽略，这时二极管伏安特性用折线近似，电导gD可视为常数,因此峰值包络检波电路仅适合于大信号工作。(6.4.2)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)2.性能指标性能指标 二极管峰值包络检波器的性能指标主要有检波效率、等效输入电阻、惰性失真和底部切割失真几项。1)

33、检波效率d。由式(6.4.2)可知,gD或R越大,则越小,d越大。如果考虑到二极管的实际导通电压不为零,以及充电电流在二极管微变等效电阻上的电压降等因素,实际检波效率比以上公式计算值要小。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)2)等效输入电阻Ri。由于二极管在大部分时间处于截止状态,仅在输入高频信号的峰值附近才导通,所以检波器的瞬时输入电阻是变化的。检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路,检波器相当于此谐振回路的负载。为了研究检波器对前级谐振回路的影响,故定义检波器等效输入电阻 mimiIUR1(6.4.3)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)其中Uim是输

34、入等幅高频载波的振幅。根据图6.4.2,若ui是等幅高频载波,则流经二极管电流应是高频窄尖顶余弦脉冲序列,I1m即为其中基波分量的振幅,而输出uo应是电平为Uo的直流电压。显然,检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)按照第3章尖顶余弦脉冲序列的分析方法,可以求得I1m与Uim的关系式,从而可得到:iimRU221RURUimd220)(上式也可以利用功率守恒的原理求出。因检波器输入功率为 ,输出功率为 ,若忽略二极管上的功率损耗,则输入功率应与输出功率相等,考虑到d1,由此也可得到式(6.4.4)。RRi21（6.4.

35、4）第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)3)惰性失真。在调幅波包络线下降部分,若电容放电速度过慢,导致uo的下降速率比包络线的下降速率慢,则在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压,二极管不能导通,造成uo波形与包络线的失真。由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性,故称为惰性失真。图6.4.3给出了惰性失真的波形图,在t1t2时间段内出现了惰性失真。要避免惰性失真,就要保证电容电压的减小速率在任何一个高频周期内都要大于或等于包络线的下降速率。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.3 惰性失真波形图 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)

36、单频调幅波的包络线表达式为：us(t)=Uim(1+Macost)imad()sin0dsu tU Mtt 由图6.4.3可知，在包络线下降区间，2nt0。由于包络线下降时的变化速率为负值，因此应该写成 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)RuiicRcRutuCicccdd当二极管截止时，电容通过R放电,电容电流ic与电阻电流iR大小相同，方向相反（参见图6.4.1）,即 ccuRCtu1dd所以电容电压uc的减小速率（负值）第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)在开始放电时刻,电容电压uc可近似视为包络电压us,故避免惰性失真的不等式可写为:tuuRCtusscd

37、d1dd即tMUtMURCaimaimsin)cos1(1第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)上式又可写成:1cos1sin)(tMtRCMtfaa分析可知，f(t)在aMtcos此时有极大值，此时不等式的解为aaMMRC21式(6.4.5)即为避免惰性失真应该满足的条件。可见,调幅指数越大,调制信号的频率越高,时间常数RC的允许值越小。(6.4.5)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)4)底部切割失真。检波器输出uo是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号,故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理。下一级电路的输入电阻即作为检波器的实

38、际负载RL,如图6.4.4(a)所示。为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路,要求耦合电容Cc的容抗远远小于RL,所以Cc的值很大。这样,uo中的直流分量几乎都落在Cc上,这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅Uim。所以Cc可等效为一个电压为Uim的直流电压源。此电压源在R上的分压为：imLRURRRU第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)这意味着检波器处于稳定工作时,其输出端R上将存在一个固定电压UR。当输入调幅波ui(t)的值小于UR时,二极管将会截止。也就是说,电平小于UR的包络线不能被提取出来,出现了失真,如图6.4.4(b)、(c)所示。由于这种失真出现在调制信号

39、的底部,故称为底部切割失真。由图6.4.4(b)可以看出,调幅信号的最小振幅或包络线的最小电平为Uim(1-Ma),所以,要避免底部切割失真,必须使包络线的最小电平大于或等于UR,即:imLaimURRRMU)1(RRRRRMLLa（6.4.6）第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)其中R指RL与R的并联值,即检波器的交流负载。式(6.4.6)即为避免底部切割失真应该满足的要求。由此式可以看出,交流负载R与直流负载R越接近,可允许的调幅指数越大。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.4 底部切割失真示意图 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)在

40、实际电路中,有两种措施可减小交直流负载之间的差别。一是在检波器与下一级电路之间插入一级射随器,即增大RL的值。二是采用图6.4.5所示的改进电路,将检波器直流负载R分成R1和R2两部分。显然,在直流负载不变的情况下,改进电路的交流负载 比原电路增大。通常以免分压过大使输出到后级的信号减小过多。LLRRRRR221,2.01.021RR第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.5 改进后的二极管峰值包络检波器 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)3.参数设计参数设计 为了使二极管峰值包络检波器能正常工作,避免失真,必须根据输入调幅信号的工作频率与调幅指数以及实际

41、负载RL,正确选择二极管和R、C、Cc的值。例6.3给出了一个设计范例。例例 6.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz,调制信号频率范围为300 Hz3400 Hz,Ma=0.3,RL=10 k,如何确定图6.4.5所示二极管峰值包络检波器有关元器件参数?第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.6 三极管包络检波器 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)解解：一般可按以下步骤进行:1)检波二极管通常选正向电阻小(500 以下)、反向电阻大(500k以上)、结电容小的点接触型锗二极管,注意最高工作频率应满足要求。2)RC时间常数应同时满足以下两个条件:电容C

42、对载频信号应近似短路,故应有 通常取 ;为避免惰性失真,应有 。代入已知条件,可得(1.73.4)10-6RC0.1510-3,1,1ccRCRC或cRC105max21aaMMRC第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)3)设 ,则R1=。为避免底部切割失真,应有Ma R/R ,其中R=R1+R2RL/(R2+RL)。代入已知条件,可得R63 k。因为检波器的输入电阻Ri不应太小,而Ri=R/2,所以R不能太小。取R=6k,另取C=0.01F,这样,RC=0.0610-3,满足上一步对时间常数的要求。因此,R1=1k,R2=5k。2.021RR65,621RRRR第6章模拟调幅、检

43、波与混频电路(线性频率变换电路)4)Cc的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上,即满足:LCRCmin1或min1LcRC 在集成电路里常采用由三极管包络检波器组成的差分电路,如图6.4.6所示。其工作原理与二极管峰值包络检波器相似,读者可自行分析,注意它的输入电阻很大。取Cc=47F第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.4.2同步检波电路同步检波电路 图6.4.7是用MC1596组成的同步检波电路。普通调幅信号或双边带调幅信号经耦合电容后从Y通道、脚输入,同步信号ur从X通道、10脚输入。12脚单端输出后经RC的型低通滤波器取出调制信号uo。此电路的输入同步信号可以是小信

44、号,也可以是很大信号,分析方法与用作调幅电路时一样。同步检波电路比包络检波电路复杂,而且需要一个同步信号,但检波线性性好,不存在惰性失真和底部切割失真问题。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.4.7 MC1496组成的同步检波电路 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)在通信接收机中,混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频(一般称为中频)的高频已调波信号,而保持其调制规律不变。例如,在超外差式广播接收机中,把载频位于535 kHz1605kHz中波波段各电台的普通调幅信号变换为中频为465kHz的普通调幅信号,把载频位于88 MHz1

45、0.8MHz的各调频台信号变换为中频为10.7MHz的调频信号,把载频位于四十几兆赫至近千兆赫频段内各电视台信号变换为中频为38 MHz的视频信号。由于设计和制作增益高,选择性好,工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易,所以采用混频方式可大大提高接收机的性能。6.5 混混 频频第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.5.1混频原理及特点混频原理及特点 图6.5.1是混频电路组成原理图。混频电路的输入是载频为fc的高频已调波信号us(t)和频率为fL的本地正弦波信号(称为本振信号)uL(t),输出是中频为fI的已调波信号uI(t)。通常取fI=fL-fc。以输入是普通调幅信号为

46、例,若us(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct,本振信号为uL(t)=ULmcos2fLt,则输出中频调幅信号为uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt。可见,调幅信号频谱从中心频率为fc处平移到中心频率为fI处,频谱宽度不变,包络形状不变。图6.5.2是相应的频谱图。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.5.1 混频电路原理图 第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)图 6.5.2 普通调幅信号混频频谱图(a)混频前；(b)混频后第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)虽然混频电路与调幅电路、检波电路同属于线性频率变换电路,但它却有两个明

47、显不同的特点:混频电路的输入输出均为高频已调波信号。由前几节的讨论可知,调幅电路是将低频调制信号搬移到高频段,检波电路是将高频已调波信号搬移到低频段,而混频电路则是将已调波信号从一个高频段搬移到另一个高频段。混频电路通常位于接收机前端,不但输入已调波信号很小,而且若外来高频干扰信号能够通过混频电路之前的选频网络,则也可能进入混频电路。选频网络的中心频率通常是输入已调波信号的载频。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)混频电路中的非线性器件对于实现频谱搬移这一功能是必不可少的。但是另一方面,其非线性特性不但会产生许多无用的组合频率分量,给接收机带来干扰,而且会使中频分量的振幅受到干扰

48、,这两类干扰统称为混频干扰。它们都会使有用信号产生失真。由于以上两个特点,混频电路的干扰来源比其它非线性电路要多一些。分析这些干扰产生的具体原因,提出减小或避免干扰的措施,是混频电路讨论中的一个关键问题。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)6.5.2混频干扰的产生和解决办法混频干扰的产生和解决办法 混频电路的输入除了载频为fc的已调波信号us和频率为fL的本振信号uL之外,还可能有从天线进来的外来干扰信号。外来干扰信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声。假定有两个外来干扰信号un1和un2,设其频率分别为fn1和fn2。us、uL和un1、un2以下分别简称为信号、本振和外

49、来干扰。假定混频电路中的非线性器件为晶体管,其转移特性为:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+u=us+uL+un1+un2=Uscos2fct+ULcos 2fLt+Un1cos2fn1t+Un2cos 2fn2t其中(6.5.1)第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)参照第5章第5.2节例5.3的分析,晶体管输出的所有组合频率分量为:f=|pfLqfcrfn1sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,在这些组合频率分量中,只有p=q=1,r=s=0对应的频率分量fI=fL-fc才是有用的中频,其余均是无用分量。若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近,能够顺利通过混

50、频器内中心频率为fI的带通滤波器,就可以经中放、检波后对有用解调信号进行干扰,产生失真。另外,由幂级数分析法可知,p、q、r、s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大,相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大。第6章模拟调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)1.信号和本振产生的组合频率干扰（干扰哨声）信号和本振产生的组合频率干扰（干扰哨声）先不考虑外来干扰的影响。若信号和本振产生的组合频率分量满足|pfLqfc|=fIF式中F为音频,则此组合频率分量能够产生干扰。例如,当fc=931 kHz,fL=1396 kHz,fI=465kHz时,对应于p=1,q=2的组合频率分量为:|1396-2931