《射频电路基础》课件第6章.pptx

1、第六章 混频第六章 混频6.1 混频信号混频信号6.2 混频原理混频原理6.3 混频器的主要性能指标混频器的主要性能指标6.4 接收机混频电路的干扰和失真接收机混频电路的干扰和失真6.5 集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例本章小结本章小结思考题和习题思考题和习题第六章 混频6.1 混混 频频 信信 号号为了论述简明,混频前的已调波,不论是高频已调波还是中频已调波,统一记为us,混频后的已调波统一记为ui,其载波频率记为i。第六章 混频因为混频不影响调制信号对载波的作用,所以在时域上,如果混频前的已调波us 是普 通调幅信号,则混频后的已调波ui 的包络线没有变化,只是在包络线约束下的

2、振荡频率(即载波频率)发生了变化,如图6.1.1(a)所示,在频域上,混频与振幅调制和解调一样,实 现频谱的线性搬移,如图6.1.1(b)所示。混频前后已调波的频谱结构没有变化,只是中心 的载波频率发生了改变。第六章 混频图6.1.1 混频对已调波的改变第六章 混频在实现上,用乘法器将混频前的已调波us与本振信号ul 相乘,并通过带通滤波器滤 波,就得到混频后的已调波ui,us 的载波频率c 和ul 的频率l 的和l+c 或差l-c 就是ui 的载波频率i,如图6.1.2所示。根据乘法器相乘的结果kMusul 的频谱,选用其他 中心频率0 的带通滤波器,可以得到其他载波频率的ui,如i=3lc

3、。第六章 混频图6.1.2 用乘法器实现混频第六章 混频6.2 混混 频频 原原 理理同振幅调制一样,混频用的乘法器可以采用非线性器件或线性时变电路的原理来实 现。在接收机中,低噪声放大器送出的高频已调波是小信号,而本振信号相对是大信号,所以混频器的实现主要采用了线性时变电路的原理。第六章 混频由于混频器位于接收机前端,是接收机噪声的主要来源之一,所以应该选择低噪声器 件减少混频器的噪声。考虑到各种器件噪声的频域分布特点,不同信号频段混频器线性时 变电路的实现形式不同,在中频和高频频段可以采用模拟乘法器和差分对放大器实现,在 高频和甚高频频段可以采用晶体管放大器、场效应管放大器和双栅 MOSF

4、ET 放大器实现,在特高频、超高频和极高频频段则可以采用二极管实现。第六章 混频6.2.1 晶体管放大器混频晶体管放大器混频 晶体管放大器混频的原理电路如图6.2.1所示。以下混频为例,设高频已调波us=usmcosct(对普通调幅信号,时变振幅usm=Usm(1+macost),对双边带调制信号,usm=Usmcost),本振信号ul=Ulm coslt,Ulm Usm,晶体管的工作状态取决于ul。使LC 并联谐振回路的谐振频率0=i=l-c,则集电极电流iC 中的中频电流可以滤波产生 电压输出,得到中频已调波ui。下面确定中频电流。忽略晶体管的输出电压uCE的影响,晶 体管的转移特性,即i

5、C 和晶体管的输入电压uBE的关系可以表示为第六章 混频其中,UBB为基极回路的直流电压源。对us 而言,UBB+ul 是时变静态工作点 Q 对应的晶 体管的输入电压,称为时变静态电压,在其附近将iC 展开成有关us 的泰勒级数,并作线 性近似,得式中,I0(t)为时变静态电流,而g(t)为时变电导,它们分别是us 为零、交流输入电压仅 有直流偏置电压和本振信号时有源器件的输出电流和交流跨导。第六章 混频图6.2.1 晶体管放大器混频第六章 混频I0(t)和g(t)的波形如图6.2.2 所示,可以分别利用晶体管的转移特性和跨导特性,根 据ul 的波形几何投影得到。图6.2.2 I0(t)和g(

6、t)的波形第六章 混频第六章 混频第六章 混频【例【例6.2.1】晶体管放大器上混频电路和晶体管的转移特性如图6.2.3所示。中频已调 波us=Usm(1+macost)cosct,本振信号ul=Ulmcoslt,Ulm Usm,基极回路的直流电 压源UBB提供晶体管的导通电压UBE(on),LC 并联谐振回路的谐振频率0=3l+c,带宽 BWBPF2,谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变电导g(t)的表达式并画出波 形,写出混频跨导gc 和高频已调波ui 的表达式。第六章 混频第六章 混频图6.2.3 晶体管上混频电路和转移特性第六章 混频图6.2.4 I0(t)和g(t)的波形

7、第六章 混频第六章 混频根据晶体管放大器的组态以及已调波和本振信号的输入位置,常用的晶体管混频电路 有四种基本结构,如图6.2.5所示。图6.2.5(a)和图(b)中,混频前的已调波us 从基极输 入,对其而言,电路为共发射极放大器,频率较低时,混频增益较大,输入阻抗也较大,因 此在us频率较低时适用。us 频率较高时,需要用高频时混频增益和输入阻抗都较大的共 基极放大器,如图6.2.5(c)和图(d)所示。图6.2.5(a)和图(c)中,us 和本振信号ul 直接耦 合,当二者频率相对接近时,频率牵引现象比较严重,ul 的频率受到us 的干扰而发生变化,此时应该采用图(b)和图(d)的接法,

8、从晶体管的另一个输入端引入ul。第六章 混频图6.2.5 晶体管混频电路的基本结构第六章 混频6.2.2 场效应管放大器混频场效应管放大器混频 作为平方律器件,场效应管混频漏极电流的泰勒级数展开式中没有关于已调波的高阶 项,消除了高阶项产生的无用频率分量造成的失真。图6.2.6所示的原理电路中,场效应管 的漏极电流:第六章 混频图6.2.6 场效应管放大器混频第六章 混频其中,UGG为栅极回路的直流电压源。在时变静态电压UGG+ul 附近对iD 作基于泰勒级数 展开的线性近似,有场效应管的转移特性呈平方律,而跨导特性则呈线性。ul 的波形经过几何投影得到的 I0(t)和g(t)的波形如图6.2

9、.7所示。第六章 混频图6.2.7 I0(t)和g(t)的波形第六章 混频第六章 混频【例【例6.2.2】场效应管放大器下混频电路和场效应管的转移特性如图6.2.8所示。高频 已调波us=Usmcostcosct,本振信号ul=Ulm coslt,Ulm Usm,栅极回路的直流电压 源UGG提供场效应管的夹断电压UGS(off),LC 并联谐振回路的谐振频率0=l-c,带宽 BWBPF2,谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变电导g(t)的表达式并画出波 形,写出混频跨导gc 和中频已调波ui 的表达式。第六章 混频图6.2.8 场效应管下混频电路和场效应管的转移特性第六章 混频解解

10、:因为UGG=UGS(off),所以在Ulm Usm 的条件下,场效应管的工作状态近似取决于ul 的正负。利用单向开关函数k1(lt),漏极电流:第六章 混频图6.2.9 I0(t)和g(t)的波形第六章 混频第六章 混频6.2.3 双栅双栅 MOSFET放大器混频放大器混频 双栅 MOSFET 有 两 个 栅 极,分 别 用 G1 和 G2 表 示,其 电 路 符 号 和 转 移 特 性 如 图 6.2.10(a)所示,漏极电流受到栅源电压uG1S和uG2S的共同控制,记为iD(uG1S,uG2S)。第六章 混频图6.2.10 双栅 MOSFET混频第六章 混频第六章 混频因为漏栅电容很小,

11、所以双栅 MOSFET 混频电路的工作频率较高,而且混频前的已 调波和本振信号从两个栅极分别输入,明显减小了 二 者 之 间 的 耦 合,不 容 易 发 生 频 率 牵引。晶体管放大器混频和场效应管放大器混频的电路设计中,可以采用平衡对消技术实现 平衡混频。第六章 混频图6.2.11 晶体管放大器平衡混频第六章 混频第六章 混频第六章 混频图6.2.12 推挽式场效应管放大器混频第六章 混频6.2.4 差分对放大器混频差分对放大器混频 振幅调制中用到的差分对放大器和双差分对放大器,在输入已调波和本振信号时,也可以实现混频。双端输出 时,差分对放大器实现单平衡混频,而双差分对放大器则 实现双平衡

12、混频。第六章 混频第六章 混频图6.2.13 差分对放大器混频第六章 混频第六章 混频【例【例6.2.3】双端输出的双差分对放大器上混频电路如图6.2.14所示。图中,本振信号 ul=52cos(2965103t)mV,中 频 已 调 波 us=0.1cos(2175103t)V,电 阻 RE=1k,LC 并联谐振回路的谐振频率f0=1140kHz,谐振电阻Re=10k。计算高频 已调波ui。第六章 混频图6.2.14 双差分对放大器上混频电路第六章 混频第六章 混频6.2.5 二极管混频二极管混频 晶体管放大器混频、场效应管放大器混频、差分对放大器混频和双差分对放大器混频 都称为有源混频,可

13、以获得混频增益;二极管混频属于无源混频,存在混频损耗。二极管 便于构成单平衡混频电路和双平衡混频电路,即环形混频电路,通过平衡对消技术,减少 无用频率分量。图5.3.20所示的二极管调幅原理电路中,把调制信号u 和载波uc 分别换成混频前的 已调波us 和本振信号ul,就构成了二极管混频原理电路,如图6.2.15所示。第六章 混频图6.2.15 二极管混频第六章 混频第六章 混频第六章 混频【例【例6.2.4】二极管平衡下混频电路如图 6.2.16(a)所示,已知高频已调波为us=Usm(1+macost)cosct,本振信号ul=Ulmcoslt,Ulm Usm,带通滤波器的中心频率即 中频

14、频率0=i=3l-c。写出中频已调波ui 的表达式。解解:不考虑带通滤波器时,原电路的等效电路如图6.2.16(b)所示。设二极管 VD1 和 VD2的交流电阻为rD。当ul0时,VD1导通,VD2截止,RL 中的电流:第六章 混频图6.2.16 二极管平衡下混频第六章 混频第六章 混频【例【例6.2.5】二极管环形下混频电路如图6.2.17(a)所示。图中,串联电阻RD 用来减小 二极管 伏 安 特 性 的 非 线 性 产 生 的 失 真,高 频 已 调 波 us=Usm costcosct,本 振 信 号 ul=Ulmcoslt,Ulm Usm,带通滤波器的中心频率即中频频率0=i=l-c

15、。写出中频 已调波ui 的表达式。第六章 混频图6.2.17 二极管环形混频第六章 混频图6.2.17 二极管环形混频第六章 混频第六章 混频第六章 混频6.2.6 电阻型场效应管混频电阻型场效应管混频第六章 混频电阻型场效应管混频的输出回路上没有直流电压源,所以也称为无源场效应管混频,其主要优点是非线性失真小。第六章 混频图6.2.18 电阻型场效应管混频第六章 混频6.3 混频器的主要性能指标混频器的主要性能指标混频器的性能可以用以下指标衡量。(1)混频增益和混频损耗。晶体管混频器和场效应管混频器是有源混频器,它们在混 频的同时,还可以放大信号的功率,混频增益是混频后的已调波功率 Pi 与

16、混频前的已调 波功率Ps 之比,即对无线电接收机,混频增益越大,输出信噪比就越大,接收灵敏度就越高。第六章 混频二极管混频器是无源混频器,混频后信号功率会减小,混频损耗定义为混频前的已调 波功率Ps 与混频后的已调波功率Pi 之比,即混频损耗主要是由电路匹配不佳致使功率反射、二极管 PN 结功率损耗以及混频中无 关频率分量携带功率所造成的。第六章 混频(2)噪声系数。噪声系数定义为混频器的输入功率信噪比 Ps/Pni与输出功率信噪比 Pi/Pno的比值:由于混频器内部存在噪声源,如器件噪声和电阻热噪声,使得输出噪声功率 Pno大于 输入噪声功率Pni,所以10lg(Pno/Pni)0,NF-K

17、c。NF 越大,经过混频器后功率信 噪比下降越明显,说明混频器内部噪声越大。第六章 混频(3)1dB压缩电平。混频前的已调波us 的功率Ps 远小于本振信号ul 的功率时,混频 电路的线性时变工作状态近似只受ul 的控制,混频增益 Kc 基本不变,混频后的已调波ui 的功率Pi 与Ps 成线性关系,斜率即为 Kc。随着Ps 的增大,混频电路的时变工作状态逐 渐开始受到us 的影响,变为非线性时变工作状态。滤波前,输出电流的表达式中出现了us 的非线性项,如u2s、u3s 等,它们分出了us 的部分功率,导致Pi 的增大变得缓慢,不再与 Ps 成线性关系,即 Kc 开始变小,如图6.3.1所示。

18、第六章 混频图6.3.1 1dB压缩电平第六章 混频第六章 混频图6.3.2 输入三阶互调截点第六章 混频(5)功率隔离度。理论上,混频器的本振信号、高频已调波和中频已调波三个端口之间应该彼此隔 离,任一端口上的功率不应泄漏到其他端口。实际电 路中,各个端口之间总有很小的功率泄漏,包括本振 高频端口功率泄漏、本振 中频端口功率泄漏以及高 频 中频端口功率泄漏。功率隔离度用来衡量功率泄漏的程度,定义为本端口功率与泄漏 到其他端口的功率之比,用分贝数表示,取值越大,表示两个端口之间的功率隔离度越好。第六章 混频除以上指标外,为了克服组合频率干扰,混频电路中,混频前的已调波输入回路和混 频后的已调波

19、输出回路应该有良好的频率选择性,如采用高Q 值的LC 并联谐振回路或集 中选频滤波器。第六章 混频6.4 接收机混频电路的干扰和失真接收机混频电路的干扰和失真混频电路是非线性电路,同时,下混频电路的高频已调波回路的频率选择性较差时,其他频率的干扰信号会窜入,这两个因素单独或共同作用,将会导致接收机混频电路存在 四种干扰,即高频已调波与本振信号的组合频率干扰,干扰信号与本振信号的寄生通道干 扰,干扰信号与高频已调波的交叉调制干扰,以及干扰信号之间的互调干扰。第六章 混频6.4.1 高频已调波与本振信号的组合频率干扰高频已调波与本振信号的组合频率干扰 不失一般性,考虑到晶体管、场效应管转移特性和二

20、极管伏安特性的非线性,混频电 路中输出电流由高频已调波和本振信号的n 阶项anupluqs 构成,其中p、q=0,1,2,阶数n=p+q。当p=q=1时,对应的二阶项包括有用的频率分量,频率为fi=fl-fs,将产生下混频输出的中频已调波。其他频率分量的频率可以表示为组合频率pflqfs,当组合频率落在fi 附近且在中频带宽 BWBPF之内时,就可以形成干扰,造成干扰哨声,影 响混频后的输出,这种干扰称为组合频率干扰。第六章 混频产生组合频率干扰的条件为第六章 混频因为阶数n 越高,组合频率分量的振幅越小,干扰就越弱,所以一般只考虑n5时的 较强干扰。经分析,此时的干扰包括以下四种情况:第六章

21、 混频第六章 混频上述干扰中,p=0、q=1和p=1、q=2的组合因为阶数n 较低,所以干扰比较明显。为了避免或减弱组合频率干扰,可以通过选择平方律器件,或设置合适的直流静态工作 点,使器件尽量工作在平方律范围内,从而消除或减小高阶项,也可以调低高频已调波和 本振信号的振幅,从而减小组合频率分量的振幅。参照高频已调波的频率,选择适当的中 频频率,使之避开上述(1)(4)的情况,也是避免组合频率干扰的常用方法。第六章 混频【例【例6.4.1】接收机的中频频率fi=465kHz,中频带宽BWBPF=8kHz,分别对fs1=933kHz和fs2=921kHz的高频已调波接收时,是否存在高频已调波与本

22、振信号的组合频 率干扰?第六章 混频第六章 混频6.4.2 干扰信号与本振信号的寄生通道干扰干扰信号与本振信号的寄生通道干扰 除正常接收的高频已调波外,其他频率的干扰信号与本振信号的组合频率也可能落在 中频带宽 BWBPF之内,造成接收机接收到干扰信号,这种干扰称为寄生通道干扰。设干扰 信号的频率为fn,则发生寄生通道干扰的条件为第六章 混频将fi=fl-fs 代入上式,得到以中频频率fi 对频率为fs 的高频已调波接收时,产生寄生 通道干扰的干扰信号频率:p、q 取不同的值,可以得到多个fn,但是只有p+q5时,干扰才比较明显。比较强的干 扰包括中频干扰和镜像干扰。第六章 混频1.中频干扰中

23、频干扰 中频干扰对应p=0、q=1。此时fnfi,即干扰信号频率就是中频频率。对中频干扰 信号,混频器等同于放大器,使之顺利通过并最终造成干扰,而且由于混频器的放大增益 大于混频增益,前者约为后者的416倍,所以中频干扰一旦存在,影响就比较明显。中频干扰可以在混频前滤波去除,包括提高混频器输入回路的频率选择性,或者在前 级高频放大器中接入中频带阻滤波器或高通滤波器,要求能够实现30dB以上的中频抑制 比。调幅广播的fi=465kHz,接收频率范围是5351605kHz,所以不存在中频干扰。第六章 混频2.镜像干扰镜像干扰 镜像干扰对应p=1,q=1。此时fnfl+fi,而fs=fl-fi。不难

24、看出,干扰信号是 以本振频率为中心的已调波信号的镜像。镜像干扰信号经历与高频已调波同样的混频,且 混频增益相同。滤波同样也可以用来去除镜像干扰。为了提高滤波效果,可以增大中频频率来加大镜 像干扰信号和高频已调波的频率差。第六章 混频【例【例6.4.2】某接收机的接收频率范围是230MHz,中频频率fi=1.3MHz,当接收 fs=2.65MHz的电台信号时,举例说明还可能受到哪些频率的电台信号的寄生通道干扰。解解:由式(6.4.1)计算出的fn 只要落在接收机的接收频率范围内,该频率的电台信号就可能造成寄生通道干扰(1)p=0,q=1时,fnfi=1.3MHz,因为fn 不在接收机的接收频率范

25、围内,所以 该频率的电台信号不造成中频干扰。第六章 混频第六章 混频6.4.3 干扰信号与高频已调波的交叉调制干扰干扰信号与高频已调波的交叉调制干扰 设混频器的本振信号ul=Ulmcoslt,混频前的高频已调波us=usm cosct,同时混频 器的输入端还存在干扰信号un=unmcosnt,则输出电流中的四阶项展开式包括:第六章 混频展开结果中的第一项代表下混频获得的中频电流,但是该中频电流的时变振幅不仅与已调 波的时变振幅usm 有关,还正比于干扰信号的时变振幅unm 的平方,于是经过检波,在接收 到有用信号的同时,也会同时收到干扰信号,这种干扰称为交叉调制干扰。交叉调制干扰的强度(即3a

26、4u2nmUlmusm)与有用信号的强度(即usm)呈正比,当有用信 号消失时,干扰也就不存在了。交叉调制干扰对干扰信号的频率没有要求,只要较强的干 扰信号到达混频器,就会产生交叉调制干扰。第六章 混频6.4.4 干扰信号之间的互调干扰干扰信号之间的互调干扰 混频器的输入端存在多个不同频率的干扰信号时,其互调组合频率可能落在高频已调 波频率附近,与高频已调波一起经过混频,造成干扰哨声,这种干扰称为互调干扰。互调干扰要求同时存在两个以上的干扰信号,而且干扰信号的频率需要满足一定的 关系。交叉调制干扰和互调干扰都来源于输出电流的高阶项,所以其根本解决方法是应用平 方律器件,或使器件工作在平方律范围

27、内,以去除或减小高阶项。提高前级高频放大器抑制干扰的能力,减小干扰信号的强度,也可以减弱这两种干扰。第六章 混频6.4.5 包络失真包络失真随着高频已调波振幅的增大,混频电路从线性时变工作状态逐渐过渡到非线性时变工 作状态,振幅增益随之减小,导致混频后中频已调波的时变振幅和混频前高频已调波的时 变振幅不再维持正比,而表现为非线性关系,于是混频后中频已调波的包络线不能正确反 映混频前高频已调波的包络线,造成包络失真。第六章 混频6.4.6 强信号阻塞强信号阻塞 当强干扰信号输入混频器时,干扰信号使混频电路的时变静态工作点进入非线性区,导致混频后中频已调波的功率下降,无法实现正常接收,造成强信号阻

28、塞。例如,晶体管 混频器在强干扰下,其时变静态工作点进入饱和区或截止区,混频增益明显减小甚至为 零,影响中频已调波的功率。第六章 混频6.5 集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例混频电路可以 用 集 成 模 拟 乘 法 器 如 MC1596 实 现,也 可 以 采 用 专 用 集 成 器 件,如 AD8343、MAX9996等。通过适当的设计可以使晶体管在实现混频的同时,构成正弦波振 荡器,产生本振信号,供混频使用,这种结合了混频和本振信号产生的电路称为变频器。二极管混频器结构简单,输入动态范围大,线性好,噪声系数小,抗干扰能力强,端口之间 的功率隔离度好,使用频带宽,特别适用于微波范

29、围。应用于微波波段的二极管环形混频 器已经做成了整体封装形式的系列产品,如SRA 1。第六章 混频6.5.1 AD8343混频器混频器 AD8343高性能宽带有源混频器主要用于蜂窝基站、无线局域网、卫星转换器等,可 以实现已调波频率到2.5GHz的混频。AD8343混频器的混频增益为7.1dB,噪声系数为 14.1dB,1dB压缩电平为2.8dBm,输入三阶互调截点为16.5dBm,可以接收-10dBm 的本振信号输入功率,输入阻抗 为 50,直 流 输 入 电 压 为 5 V,标 准 直 流 输 入 电 流 为 50mA,低功耗时降至20A 以下。AD8343的内部电路如图6.5.1所示,包

30、括直流偏置单元、本振驱动单元和混频核心 单元。第六章 混频图6.5.1 AD8343的内部电路第六章 混频图6.5.2为一 AD8343上混频电路,可将150MHz的已调波混频为1900MHz的已调 波。图6.5.2中,通过使用 1 1的传输 线变压器Tr1构成的不平衡平衡转换器把150MHz已调波变为一对反相信号;电感L1、L2 和电容C1 构成输入阻抗匹配网络,匹配 AD8343的差模输入阻抗与传输线变压器的双端输出阻抗;电阻R1 和R2 为混频核心单元 的晶体管发射极提供18.5mA 的偏置电流;由于150MHz已调波的频率较高,所以给R1、R2 支路上串联电感L3 和L4 以阻挡已调波

31、信号,保证引脚2、3的输入电阻远远小于R1、R2 支路;经过电感L5、L6 和电容C2 构成的输出阻抗匹配网络,以及1 1的传输线变压 器 Tr2 构成的平衡 不平衡转换器后,输出1900 MHz已调波;电感L7 和L8 用于阻挡已 调波信号进入直流电压源UCC。第六章 混频图6.5.2 AD8343的应用电路第六章 混频6.5.2 MAX9996混频器混频器 MAX9996混频器主要应用于 UMTS、WCDMA、DCS和 PCS基站的接收系统。混频 前的 高 频 已 调 波 的 频 率 范 围 为 17002200 MHz,本 振 信 号 的 频 率 范 围 为 1900 2400MHz,混

32、频后的中频已调波的频率范围为40350MHz。混频增益为8.3dB,噪声系 数为9.7dB,1dB 压缩电平为 12.6dBm,输入三阶互调截点为 26.5dBm,可 以 接 收-33dBm 的低功率本振信号,输入阻抗为50,直流输入电压为5V,标准直流输入电 流为206mA。第六章 混频MAX9996的内部电路如图6.5.3所示,包括本振信号选择单元、本振缓冲单元、混频 核心单元和中频放大单元。此外,MAX9996内部还集成了不平衡 平衡转换和匹配电路。第六章 混频图6.5.3 MAX9996的内部电路第六章 混频图6.5.4为一典型的 MAX9996下混频电路。图中,调节电阻R1 和R2,

33、可分别为中频 放大单元和本振缓冲单元提供最适宜的偏置电流;电感L1 和L2 为中频已调波提供高交流 阻抗;电感L3 的内阻应尽量小,当功率隔离度不是关键指标时,也可以把L3 换成短路线 接地。差动输出中频已调波时,输出阻抗为200,此时,电路采用单端输出,需要用传输 线变压器 Tr完成4 1的阻抗变换,把输出阻抗变为50。第六章 混频图6.5.4 MAX9996的应用电路第六章 混频6.5.3 中波调幅收音机变频器中波调幅收音机变频器 图6.5.5所示为典型的晶体管收音机变频器。晶体管3AG1D同时完成产生本振信号和 混频功能。电容C3、C1B和C5 构成电容支路,与变压器 Tr2 的原边即电

34、感L4 构成L4C 并 联谐振回路,谐振于本振信号的频率。Tr2 的副边即电感L3 构成正反馈支路,电感L2 对 本振信号视为短路,L5C4 并联谐振回路谐振于中频频率,对本振信号也视为短路,所以晶 体管、L4C 回路和L3 构成共基组态变压器耦合式振荡器,产生本振信号,通过电容C6 加 到晶体管的发射极上。第六章 混频电感L1、电容C1A和C2 构成的并联谐振回路对天线的感应电流选 频,经过变压器 Tr1 耦合得到高频已调波,通过电感L2 加到晶体管的基极上。混频产生的 集电极电流经过L5C4 并联谐振回路滤波,产生中频已调波,经过变压器 Tr3 送到后级中 频放大器。第六章 混频图6.5.

35、5 中波调幅收音机变频器第六章 混频6.5.4 SRA1混频器混频器 SRA1混频器是二极管环形混频电路,输入高频已调波和本振信号的频率范围是 0.5500MHz,输出中频已调波的频率范围是0500MHz。SRA1的混频损耗小于7.0dB。随着本振信号和高频已调波频率的增加,其功率隔离度逐渐下降,具体见表6.5.1。SRA1 的混频损耗Lc 与本振信号功率Pl 的关系如图6.5.6所示。SRA1是 Level7的混频器,为了有效控制混频损耗,本振信号功率应不小于7dBm。第六章 混频第六章 混频图6.5.6 SRA 1的混频损耗与本振信号功率的关系第六章 混频SRA1的内部电路如图6.5.7所

36、示。SRA1用作下混频时,高频已调波可以从引脚 7、8之间输入;引脚1、2之间输入本振信号,输入阻抗都是50;引脚3、4连接;引脚5、6连接;引脚3、5之间输出中频已调波。第六章 混频图6.5.7 SRA 1的内部电路第六章 混频图6.5.8所示为一SRA1下混频电路。图中,晶体管2N3904和电容C1、C2 以及石 英谐振器 构 成 并 联 型 石 英 晶 体 振 荡 器,产 生 10.68610.731 MHz的 本 振 信 号,输 入 SRA1,高频已调波频率范围为7.0057.035 MHz,经过混频和滤波,中频已调波的频 率为3.686MHz第六章 混频图6.5.8 SRA 1的应用

37、电路第六章 混频本本 章章 小小 结结(1)混频与振幅调制和解调类似,通过乘法器实现信号频谱的线性搬移。频谱搬移前 后,已调波的载频改变,但频谱结构不变。对于普通调幅信号和双边带调幅信号,混频前 后已调波的包络线一样。第六章 混频(2)混频基本采用线性时变电路完成,关键参数包括时变静态电流和时变电导,以及 体现混频器互导放大能力的混频跨导。混频可以通过晶体管放大器、场效应管放大器、双 栅 MOSFET 放大器、差分对放大器和双差分对放大器实现,也可以通过二极管和电阻型 场效应管实现。混频时可以采用平衡对消技术实现平衡混频。(3)混频的主要性能指标包括混频增益、混频损耗、噪声系数、1dB压缩电平

38、、输入 三阶互调截点和功率隔离度。第六章 混频(4)器件的非理想相乘特性和干扰信号的窜入会导致混频干扰,包括高频已调波与本 振信号的组合频率干扰、干扰信号与本振信号的寄生通道干扰、干扰信号和高频已调波的 交叉调制干扰,以及干扰信号之间的互调干扰。第六章 混频思考题和习题思考题和习题6-1 混频器件的转移特性如图 P6 1所示,输入已调波us=Usm cosct,本振信号 ul=Ulmcoslt,Ulm Usm,器件的输入电压u=us+ul。求混频器对频率分别为l-c 和 3l-c的输出已调波的混频跨导gl-c 和g3l-c。第六章 混频图 P6 1第六章 混频6-2 混频器件的伏安特性如图 P6 2所示,输入已调波us=Usm(1+macost)cosct,本振信号ul=Ulmcoslt,Ulm Usm,器件的输入电压u=UB+us+ul,UB 为器件 的直流偏置电压。分析混频跨导gc 和UB 的关系,并画出关系曲线。图 P6 2第六章 混频第六章 混频图 P6 3第六章 混频第六章 混频图 P6 4第六章 混频第六章 混频图 P6 5第六章 混频图 P6 6第六章 混频图 P6 7第六章 混频