[整理版]通信道理第6章课件.ppt

1、1通信原理2通信原理第第6章章 数字基带传输系统数字基带传输系统3第6章 数字基带传输系统l概述概述l数字基带信号数字基带信号 未经调制的数字信号，它未经调制的数字信号，它所占据的频谱是从零频或很低频率开始的所占据的频谱是从零频或很低频率开始的。l数字基带传输系统数字基带传输系统 不经载波调制而直接不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统，常用于传输距传输数字基带信号的系统，常用于传输距离不太远的情况下。离不太远的情况下。l数字带通传输系统数字带通传输系统 包括调制和解调过程包括调制和解调过程的传输系统的传输系统l研究数字基带传输系统的原因：研究数字基带传输系统的原因：l近程数据通信系统中广泛

2、采用近程数据通信系统中广泛采用l基带传输方式也有迅速发展的趋势基带传输方式也有迅速发展的趋势l基带传输中包含带通传输的许多基本问题基带传输中包含带通传输的许多基本问题l任何一个采用线性调制的带通传输系统，任何一个采用线性调制的带通传输系统，可以等效为一个基带传输系统来研究。可以等效为一个基带传输系统来研究。4第6章 数字基带传输系统l6.1 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 l6.1.1 数字基带信号数字基带信号l几种基本的基带信号波形几种基本的基带信号波形 5第6章 数字基带传输系统l单极性波形：该波形的特点是电脉冲之间无间隔单极性波形：该波形的特点是电脉冲之间无间隔，极性单

3、一，易于用，极性单一，易于用TTL、CMOS电路产生；缺电路产生；缺点是有直流分量，要求传输线路具有直流传输能点是有直流分量，要求传输线路具有直流传输能力，因而不适应有交流耦合的远距离传输，只适力，因而不适应有交流耦合的远距离传输，只适用于计算机内部或极近距离的传输。用于计算机内部或极近距离的传输。l双极性波形：当双极性波形：当“1”和和“0”等概率出现时无直流等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，并且在接收端恢复分量，有利于在信道中传输，并且在接收端恢复信号的判决电平为零值，因而不受信道特性变化信号的判决电平为零值，因而不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。的影响，抗干扰能力也较强

4、。6第6章 数字基带传输系统l单极性归零单极性归零(RZ)波形：信号电压在一个码元终止波形：信号电压在一个码元终止时刻前总要回到零电平。通常，归零波形使用半时刻前总要回到零电平。通常，归零波形使用半占空码，即占空比为占空码，即占空比为50%。从单极性。从单极性RZ波形可波形可以直接提取定时信息以直接提取定时信息。l 与归零波形相对应，上面的单极性波与归零波形相对应，上面的单极性波形和双极性波形属于非归零形和双极性波形属于非归零(NRZ)波形，其占空波形，其占空比等于比等于100。l双极性归零波形：兼有双极性和归零波形的特点双极性归零波形：兼有双极性和归零波形的特点。使得接收端很容易识别出每个码

5、元的起止时刻。使得接收端很容易识别出每个码元的起止时刻，便于同步。，便于同步。7第6章 数字基带传输系统l差分波形：用相邻码元的电平的跳变和不变来表差分波形：用相邻码元的电平的跳变和不变来表示消息代码示消息代码，图中，以电平跳变表示，图中，以电平跳变表示“1”，以，以电平不变表示电平不变表示“0”。它也称相对码波形。用差分。它也称相对码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响。波形传送代码可以消除设备初始状态的影响。l多电平波形：可以提高频带利用率。图中给出了多电平波形：可以提高频带利用率。图中给出了一个四电平波形一个四电平波形2B1Q。8第6章 数字基带传输系统l数字基带信号的表示

6、式：表示信息码元的数字基带信号的表示式：表示信息码元的单个脉冲的波形并非一定是矩形的。单个脉冲的波形并非一定是矩形的。l若表示各码元的波形相同而电平取若表示各码元的波形相同而电平取值不同，则数字基带信号可表示为：值不同，则数字基带信号可表示为：l式中，式中，an 第第n个码元所对应的电平值个码元所对应的电平值l Ts 码元持续时间码元持续时间l g(t)某种脉冲波形某种脉冲波形l一般情况下，数字基带信号可表示为一一般情况下，数字基带信号可表示为一随机脉冲序列：随机脉冲序列：l式中，式中，sn(t)可以有可以有N种不同的脉冲波形种不同的脉冲波形。nsnnTtgats)()(nntsts)()(9

7、第6章 数字基带传输系统l6.1.2 基带信号的频谱特性基带信号的频谱特性l 本小节讨论的问题本小节讨论的问题l由于数字基带信号是一个随机脉冲序列，由于数字基带信号是一个随机脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱来描述它的频谱特性。来描述它的频谱特性。l这里将从随机过程功率谱的原始定义出发这里将从随机过程功率谱的原始定义出发，求出数字随机序列的功率谱公式。，求出数字随机序列的功率谱公式。l随机脉冲序列的表示式随机脉冲序列的表示式l设一个二进制的随机脉冲序列如下图所示设一个二进制的随机脉冲序列如下图所示：10第6章 数字基带传输系统l图中图中lTs 码

8、元宽度码元宽度 lg1(t)和和g2(t)分别表示消息码分别表示消息码“0”和和“1”，为任意波形。，为任意波形。l设序列中任一码元时间设序列中任一码元时间Ts内内g1(t)和和g2(t)出现的概出现的概率分别为率分别为P和和(1-P)，且认为它们的出现是统计独，且认为它们的出现是统计独立的，则该序列可表示为立的，则该序列可表示为l式中式中 nntsts)()(12(),()(1)SnSg tnTPs tgtnTP以概率出现（），以概率出现11第6章 数字基带传输系统l为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把，我们可以把s(t)分解成稳态

9、波分解成稳态波v(t)和交变波和交变波u(t)。所谓稳态波，即随机序列。所谓稳态波，即随机序列s(t)的统计平均分量的统计平均分量，它取决于每个码元内出现，它取决于每个码元内出现g1(t)和和g2(t)的概率的概率加权平均，因此可表示成加权平均，因此可表示成ll由于由于v(t)在每个码元内的统计平均波形相同，在每个码元内的统计平均波形相同，故故v(t)是以是以Ts为周期的周期信号。为周期的周期信号。l)()()1()()(21tvnTtgPnTtPgtvnnnss12第6章 数字基带传输系统l交变波交变波u(t)是是s(t)与与v(t)之差，即之差，即l于是于是l式中，式中，l或写成或写成l其

10、中其中l显然，显然，u(t)是一个随机脉冲序列是一个随机脉冲序列。)()()(tvtstunntutu)()()1(),()()()1()()(),()()1()()1()()()(2121221211PnTtgnTtgPnTtgPnTtPgnTtgPnTtgnTtgPnTtgPnTtPgnTtgtussssssssssn以概率以概率)()()(21ssnnnTtgnTtgatu)1(,1PPPPan以概率以概率13第6章 数字基带传输系统lv(t)的功率谱密度的功率谱密度Pv(f)l由于由于v(t)是以为是以为Ts周期的周期信号，故周期的周期信号，故l可以展成傅里叶级数可以展成傅里叶级数l式

11、中式中nssnTtgPnTtPgtv)()1()()(21mtfmjmSeCtv2)(222)(1ssSTTtfmjsmdtetvTC14)()1()()()1()()()1()()()1()(121221)(22/2/2122212ssstfmjsnTtfmjnTnTTnTsTTntfmjsmfGPmfPGfdtetgPtPgfdtetgPtPgfdttgPtPgeTSsSssssssS 222)(1ssSTTtfmjsmdtetvTC15第6章 数字基带传输系统l因此因此l其中其中l于是，根据周期信号的功率谱密度与傅里叶系于是，根据周期信号的功率谱密度与傅里叶系数的关系式得到的功率谱密度为

12、数的关系式得到的功率谱密度为 dtetgPtPgTCtfmjsmS221)()1()(1dtetgmfGtmfjsS211)()(dtetgmfGtmfjsS222)()(212()(1)()()vSSSsmPffPG mfP G mffmf16第6章 数字基带传输系统lu(t)的功率谱密度的功率谱密度Pu(f)l 由于是一个功率型的随机脉冲序列，它由于是一个功率型的随机脉冲序列，它的功率谱密度可采用截短函数和统计平均的方的功率谱密度可采用截短函数和统计平均的方法来求。法来求。l式中式中 UT(f)u(t)的截短函数的截短函数uT(t)所对应的频所对应的频谱函数；谱函数；l E 统计平均统计平

13、均l T 截取时间，设它等于（截取时间，设它等于（2N+1）个码元的长度，即个码元的长度，即l T=(2N+1)Ts l式中，式中，N 是一个足够大的整数。此时，上式可是一个足够大的整数。此时，上式可以写成以写成 2T()()limTTuE UfPf2()()lim(21)TuNsE UfPfNT17第6章 数字基带传输系统l现在先求出现在先求出uT(t)的频谱函数。的频谱函数。l故故l其中其中)()()()(21ssnNNnNNnnTnTtgnTtgatutudtetufUtfjTT2)()(NNntfjSSndtenTtgnTtga221)()(NNnTnfjnfGfGeas)()(212

14、dtetgfGftj211)()(dtetgfGftj222)()(18第6章 数字基带传输系统l于是于是l其统计平均为其统计平均为l因为当因为当m=n时时l所以所以)()()(2fUfUfUTTT)()()()(2121)(2fGfGfGfGeaaNNmNNnTmnfjnmS)()()()()()(2121)(22fGfGfGfGeaaEfUENNmNNnTmnfjnmTS)1(,)1(222PPPPaaannm以概率，以概率）（）（）（PPPPPPaEn11122219第6章 数字基带传输系统l当当m n时时l所以所以l由以上计算可知，式由以上计算可知，式l的统计平均值仅在的统计平均值仅在

15、m=n时存在，故有时存在，故有）（），以概率（）以概率（，以概率，）（PPPPPPPPaanm1211122220)1)(1(2)1()1(2222PPPPPPPPaaEnm)()()()()()(2121)(22fGfGfGfGeaaEfUENNmNNnTmnfjnmTS 22212()()()NTnnNE UfE aGfGf212(21)(1)()()NPP GfGf20第6章 数字基带传输系统l将其代入将其代入l即可求得即可求得u(t)的功率谱密度的功率谱密度l上式表明，交变波的功率谱上式表明，交变波的功率谱Pu(f)是连续谱，它是连续谱，它与与g1(t)和和g2(t)的频谱以及概率的频

16、谱以及概率P有关。通常，根有关。通常，根据连续谱可以确定随机序列的带宽。据连续谱可以确定随机序列的带宽。2()()lim(21)TuNsE UfPfNT221221)()()1()12()()()1()12(lim)(fGfGPPfTNfGfGPPNfPSsNu21第6章 数字基带传输系统ls(t)的功率谱密度的功率谱密度Ps(f)l由于由于s(t)=u(t)+v(t)，所以将下两式相加：，所以将下两式相加：l即可得到随机序列即可得到随机序列s(t)的功率谱密度，即的功率谱密度，即l上式为双边的功率谱密度表示式。如果写成单边上式为双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有的，则有221)()

17、()1()(fGfGPPffPSu 212()(1)()()vSSSsmPffPG mfP G mffmf221)()()1()()()(fGfGPPffPfPfPSvusmSSSSmffmfGPmfPGf)()()1()(221221)()()1(2)(fGfGPPffPSS)()0()1()0(2212fGPPGfs0,)()()1()(212212fmffmfGPmfPGfmSSSS22第6章 数字基带传输系统l式中式中lfs=1/Ts 码元速率；码元速率；lTs-码元宽度（持续时间）码元宽度（持续时间）l G1(f)和和G2(f)分别是分别是g1(t)和和g2(t)的傅里的傅里叶变换叶

18、变换221)()()1()(fGfGPPffPSS)()0()1()0(2212fGPPGfs0,)()()1()(212212fmffmfGPmfPGfmSSSS23第6章 数字基带传输系统l由上式可见：由上式可见：l二进制随机脉冲序列的功率谱二进制随机脉冲序列的功率谱Ps(f)可能包含连续可能包含连续谱（第一项）和离散谱（第二项）。谱（第一项）和离散谱（第二项）。l连续谱总是存在的，这是因为代表数据信息的连续谱总是存在的，这是因为代表数据信息的g1(t)和和g2(t)波形不能完全相同，故有波形不能完全相同，故有G1(f)G2(f)。谱的形状取决于。谱的形状取决于g1(t)和和g2(t)的频

19、谱以及的频谱以及出现的概率出现的概率P。l离散谱是否存在，取决于离散谱是否存在，取决于g1(t)和和g2(t)的波形及其的波形及其出现的概率出现的概率P。一般情况下，它也总是存在的，。一般情况下，它也总是存在的，但对于双极性信号但对于双极性信号 g1(t)=-g2(t)=g(t)，且概率，且概率P=1/2（等概）时，则没有离散分量（等概）时，则没有离散分量(f-mfs)。根据离散谱可以确定随机序列是否有直流分量和根据离散谱可以确定随机序列是否有直流分量和定时分量。定时分量。24第6章 数字基带传输系统l【例【例6-1】求单极性求单极性NRZ和和RZ矩形脉冲序列的矩形脉冲序列的功率谱。功率谱。l

20、【解】对于单极性波形：若设【解】对于单极性波形：若设g1(t)=0，g2(t)=g(t)，将其代入下式，将其代入下式ll可得到由其构成的随机脉冲序列的双边功率谱可得到由其构成的随机脉冲序列的双边功率谱密度为密度为l 当当P=1/2时，上式简化为时，上式简化为221)()()1()()()(fGfGPPffPfPfPSvusmSSSSmffmfGPmfPGf)()()1()(221mSSSSSmffmfGPffGPPffP)()()1()()1()(22mSSSSSmffmfGffGffP)()(41)(41)(22225第6章 数字基带传输系统l讨论：讨论：l若表示若表示“1”码的波形码的波形

21、g2(t)=g(t)为不归零（为不归零（NRZ）矩形脉冲，即）矩形脉冲，即 l其频谱函数为其频谱函数为l当当 f=mfs 时：若时：若m=0，G(0)=Ts Sa(0)0，故频谱，故频谱Ps(f)中有直流分量中有直流分量。l 若若m为不等于零的整数，为不等于零的整数，l频谱频谱Ps(f)中离散谱为零，因而无定中离散谱为零，因而无定时分量时分量 1,20,STtg tt其他sin()()SSSSSf TG fTT Saf Tf T0)()(nSaTmfGSS26第6章 数字基带传输系统l这时，下式这时，下式l变成变成2sin11()44SSSSfTf TffT)(41)(42ffTSaTSS)(

22、fPSmSSSSSmffmfGffGffP)()(41)(41)(222227第6章 数字基带传输系统l若表示若表示“1”码的波形码的波形g2(t)=g(t)为半占空归零矩为半占空归零矩形脉冲，即形脉冲，即 脉冲宽度脉冲宽度=Ts/2 时，其频谱函时，其频谱函数为数为l当当 f=mfs 时：若时：若m=0，G(0)=Ts Sa(0)/2 0，故功率谱，故功率谱 Ps(f)中有直流分量。中有直流分量。l 若若m为奇数，为奇数，l此时有离散谱，因而有定时分量（此时有离散谱，因而有定时分量（m=1时）时）l 若若m为偶数，为偶数，l此时无离散谱，功率谱此时无离散谱，功率谱Ps(f)变成变成()()2

23、2SSTf TG fSa0)2(2)(mSaTmfGSS0)2(2)(mSaTmfGSS)()2(161)2(16)(22SmSSSmffmSafTSaTfP28第6章 数字基带传输系统l单极性信号的功率谱密度分别如下图中的实线单极性信号的功率谱密度分别如下图中的实线和虚线所示和虚线所示29第6章 数字基带传输系统l【例【例6-2】求双极性求双极性NRZ和和RZ矩形脉冲序列的矩形脉冲序列的功率谱。功率谱。l【解】对于双极性波形：若设【解】对于双极性波形：若设g1(t)=-g2(t)=g(t)，则由，则由 式式l可得可得l当当P=1/2时，上式变为时，上式变为 221)()()1()()()(f

24、GfGPPffPfPfPSvusmSSSSmffmfGPmfPGf)()()1()(221mSSSSSmffmfGPffGPPffP)()()12()()1(4)(222)()(fGffPSS30第6章 数字基带传输系统l讨论：讨论：l若若g(t)是高度为是高度为1的的NRZ矩形脉冲，那么上式可矩形脉冲，那么上式可写成写成 l若若g(t)是高度为是高度为1的半占空的半占空RZ矩形脉冲，则有矩形脉冲，则有2)()(fGffPSS)()(2SSSfTSaTfP2()42SSTSafT)(fPS31第6章 数字基带传输系统l双极性信号的功率谱密度曲线如下图中的实线双极性信号的功率谱密度曲线如下图中的

25、实线和虚线所示和虚线所示32第6章 数字基带传输系统l从以上两例可以看出：从以上两例可以看出：l二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数的频谱函数G1(f)和和G2(f)。时间波形的占空比。时间波形的占空比越小，占用频带越宽。若以谱的第越小，占用频带越宽。若以谱的第1个零点计个零点计算，算，NRZ(=Ts)基带信号的带宽为基带信号的带宽为BS=1/=fs；RZ(=Ts/2)基带信号的带宽为基带信号的带宽为BS=1/=2fs。其中。其中fs =1/Ts，是位定时信号的频，是位定时信号的频率，它在数值上与码元速率率，它在数值上与码元速率RB相等。相

26、等。l单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比。单极性脉冲的占空比。单极性NRZ信号中没有定时分信号中没有定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换；单量，若想获取定时分量，要进行波形变换；单极性极性RZ信号中含有定时分量，可以直接提取它信号中含有定时分量，可以直接提取它。“0”、“1”等概的双极性信号没有离散谱，等概的双极性信号没有离散谱，也就是说没有直流分量和定时分量。也就是说没有直流分量和定时分量。33第6章 数字基带传输系统l6.2 基带传输的常用码型基带传输的常用码型l对传输用的基带信号的主要要求对传输用的基带信号的主要要求:l对代

27、码的要求：原始消息代码必须编成适对代码的要求：原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；合于传输用的码型；l对所选码型的电波形要求：电波形应适合对所选码型的电波形要求：电波形应适合于基带系统的传输。于基带系统的传输。l 前者属于传输码型的选择，后者是前者属于传输码型的选择，后者是基带脉冲的选择。这是两个既独立又有联基带脉冲的选择。这是两个既独立又有联系的问题。本节先讨论码型的选择问题。系的问题。本节先讨论码型的选择问题。34第6章 数字基带传输系统l6.2.1 传输码的码型选择原则传输码的码型选择原则l不含直流，且低频分量尽量少；不含直流，且低频分量尽量少；l应含有丰富的定时信息，以便于从接收码

28、应含有丰富的定时信息，以便于从接收码流中提取定时信号；流中提取定时信号；l功率谱主瓣宽度窄，以节省传输频带；功率谱主瓣宽度窄，以节省传输频带；l不受信息源统计特性的影响，即能适应于不受信息源统计特性的影响，即能适应于信息源的变化；信息源的变化；l具有内在的检错能力，即码型应具有一定具有内在的检错能力，即码型应具有一定规律性，以便利用这一规律性进行宏观监规律性，以便利用这一规律性进行宏观监测。测。l编译码简单，以降低通信延时和成本。编译码简单，以降低通信延时和成本。l满足或部分满足以上特性的传输码型种类满足或部分满足以上特性的传输码型种类很多，下面将介绍目前常用的几种。很多，下面将介绍目前常用的

29、几种。35第6章 数字基带传输系统l6.2.2几种常用的传输码型几种常用的传输码型lAMI码：传号交替反转码码：传号交替反转码l编码规则：将消息码的编码规则：将消息码的“1”(传号传号)交替地变交替地变换为换为“+1”和和“-1”，而，而“0”(空号空号)保持不变保持不变。l例：例：l消息码：消息码：0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 lAMI码：码：0 -1+1 0 0 0 0 0 0 0 1+1 0 0 1+1 lAMI码对应的波形是具有正、负、零三种电码对应的波形是具有正、负、零三种电平的脉冲序列。平的脉冲序列。36第6章 数字基带传输系统lAMI码的优点：没

30、有直流成分，且高、低频分量码的优点：没有直流成分，且高、低频分量少，编译码电路简单，且可利用传号极性交替这少，编译码电路简单，且可利用传号极性交替这一规律观察误码情况；如果它是一规律观察误码情况；如果它是AMI-RZ波形，波形，接收后只要全波整流，就可变为单极性接收后只要全波整流，就可变为单极性RZ波形波形，从中可以提取位定时分量，从中可以提取位定时分量lAMI码的缺点：当原信码出现长连码的缺点：当原信码出现长连“0”串时，信串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用码问题的有效方法之一是采用

31、HDB码。码。37第6章 数字基带传输系统lHDB3码：码：3阶高密度双极性码阶高密度双极性码l它是它是AMI码的一种改进型，改进目的是为了保码的一种改进型，改进目的是为了保持持AMI码的优点而克服其缺点，使连码的优点而克服其缺点，使连“0”个数个数不超过不超过3个。个。l编码规则：编码规则：l（1）检查消息码中）检查消息码中“0”的个数。当连的个数。当连“0”数数目小于等于目小于等于3时，时，HDB3码与码与AMI码一样，码一样，+1与与-1交替；交替；l（2）连）连“0”数目超过数目超过3时，将每时，将每4个连个连“0”化化作一小节，定义为作一小节，定义为B00V，称为破坏节，其中，称为破

32、坏节，其中V称为破坏脉冲，而称为破坏脉冲，而B称为调节脉冲；称为调节脉冲；l（3）V与前一个相邻的非与前一个相邻的非“0”脉冲的极性相同脉冲的极性相同(这破坏了极性交替的规则，所以这破坏了极性交替的规则，所以V称为破坏脉称为破坏脉冲冲)，并且要求相邻的，并且要求相邻的V码之间极性必须交替。码之间极性必须交替。V的取值为的取值为+1或或-1；38第6章 数字基带传输系统l（4）B的取值可选的取值可选0、+1或或-1，以使，以使V同时满同时满足（足（3）中的两个要求；）中的两个要求；l（5）V码后面的传号码极性也要交替。码后面的传号码极性也要交替。l例：例：l消息码：消息码：1 0 0 0 0 1

33、 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 l 1l AMI码：码：-1 0 0 0 0+1 0 0 0 0 -1+1 0 0 0 0 0 0 0 0 -1+1l HDB码：码：-1 0 0 0 V+1 0 0 0+V -1+1-B 0 0 V+B 0 0+V -l+1l 其中的其中的V脉冲和脉冲和B脉冲与脉冲与1脉冲波脉冲波形相同，用形相同，用V或或B符号表示的目的是为了示意符号表示的目的是为了示意该非该非“0”码是由原信码的码是由原信码的“0”变换而来的。变换而来的。l39第6章 数字基带传输系统lHDB3码的译码：码的译码：l HDB3码的编码虽然比较复杂，但译码码的编码虽

34、然比较复杂，但译码却比较简单。从上述编码规则看出，每一个破却比较简单。从上述编码规则看出，每一个破坏脉冲坏脉冲V总是与前一非总是与前一非“0”脉冲同极性脉冲同极性(包括包括B在内在内)。这就是说，从收到的符号序列中可以容。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点易地找到破坏点V，于是也断定，于是也断定V符号及其前符号及其前面的面的3个符号必是连个符号必是连“0”符号，从而恢复符号，从而恢复4个连个连“0”码，再将所有码，再将所有-1变成变成+1后便得到原消息代后便得到原消息代码。码。40试求HDB3码对应的原二进制信息代码。HDB3:+1-1 0+1 0 0 0+1 0 0-1 0 0

35、+1-1 0 0-1 0+1判断V和B：+1-1 0+1 0 0 0+V 0 0-1 0 0+1-B 0 0-V 0+1原信息码：1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1+1-1 0+1 0 0 0+1 0 0-1 0 0+1-1 0 0-1 0+141第6章 数字基带传输系统l双相码：又称曼彻斯特（双相码：又称曼彻斯特（Manchester）码）码 l用一个周期的正负对称方波表示用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其，而用其反相波形表示反相波形表示“1”。l“0”码用码用“01”两位码表示，两位码表示，“1”码用码用“10”两两位码表示位码表示 l例

36、：例：l消息码：消息码：1 1 0 0 1 0 1l双相码：双相码：10 10 01 01 10 01 10l优缺点：优缺点：l 双相码波形是一种双极性双相码波形是一种双极性NRZ波形，波形，只有极性相反的两个电平。它在每个码元间隔只有极性相反的两个电平。它在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富的位的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富的位定时信息，且没有直流分量，编码过程也简单定时信息，且没有直流分量，编码过程也简单。缺点是占用带宽加倍，使频带利用率降低。缺点是占用带宽加倍，使频带利用率降低。42第6章 数字基带传输系统l差分双相码差分双相码 l 为了解决双相码因极性反转而引起为了

37、解决双相码因极性反转而引起的译码错误，可以采用差分码的概念。双的译码错误，可以采用差分码的概念。双相码是利用每个码元持续时间中间的电平相码是利用每个码元持续时间中间的电平跳变进行同步和信码表示（由负到正的跳跳变进行同步和信码表示（由负到正的跳变表示二进制变表示二进制“0”，由正到负的跳变表示，由正到负的跳变表示二进制二进制“1”）。而在差分双相码编码中，）。而在差分双相码编码中，每个码元中间的电平跳变用于同步，而每每个码元中间的电平跳变用于同步，而每个码元的开始处是否存在额外的跳变用来个码元的开始处是否存在额外的跳变用来确定信码。有跳变则表示二进制确定信码。有跳变则表示二进制“1”，无，无跳变

38、则表示二进制跳变则表示二进制“0”。43第6章 数字基带传输系统l密勒码：又称延迟调制码密勒码：又称延迟调制码 l编码规则：编码规则：l“1”码用码元中心点出现跃变来表示，即用码用码元中心点出现跃变来表示，即用“10”或或“01”表示。表示。l“0”码有两种情况：码有两种情况：l单个单个“0”时，在码元持续时间内不出时，在码元持续时间内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变，l连连“0”时，在两个时，在两个“0”码的边界处出码的边界处出现电平跃变，即现电平跃变，即00”与与“11”交替。交替。44第6章 数字基带传输系统l例：图例：图(a)是双相码

39、的波形；是双相码的波形；l图图(b）为密勒码的波形；若两个）为密勒码的波形；若两个“1”码中间有一码中间有一个个“0”码时，密勒码流中出现最大宽度为码时，密勒码流中出现最大宽度为2Ts的的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行宏波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行宏观检错。观检错。l用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。勒码。45第6章 数字基带传输系统lCMI码：码：CMI码是传号反转码的简称。码是传号反转码的简称。l编码规则：编码规则：“1”码交替用码交替用“1 1”和和“0 0”两位两位码表示；码表示；“0”码固定地用码固定地用“

40、01”表示。表示。l波形图举例：如下图波形图举例：如下图(c)lCMI码易于实现，含有丰富的定时信息。此外码易于实现，含有丰富的定时信息。此外，由于，由于10为禁用码组，不会出现为禁用码组，不会出现3个以上的连个以上的连码，这个规律可用来宏观检错。码，这个规律可用来宏观检错。46第6章 数字基带传输系统l块编码：块编码的形式：有块编码：块编码的形式：有nBmB码，码，nBmT码码等。等。lnBmB码：把原信息码流的码：把原信息码流的n位二进制码分为一位二进制码分为一组，并置换成组，并置换成m位二进制码的新码组，其中位二进制码的新码组，其中m n。由于，新码组可能有。由于，新码组可能有2m 种组

41、合，故多出种组合，故多出(2m-2n)种组合。在种组合。在2m 种组合中，以某种方式选择种组合中，以某种方式选择有利码组作为可用码组，其余作为禁用码组，以有利码组作为可用码组，其余作为禁用码组，以获得好的编码性能。获得好的编码性能。l例如，在例如，在4B5B编码中，用编码中，用5位的编码代替位的编码代替4位的位的编码，对于编码，对于4位分组，只有位分组，只有24=16种不同的组合种不同的组合，对于，对于5位分组，则有位分组，则有25=32种不同的组合。种不同的组合。l为了实现同步，我们可以按照不超过一为了实现同步，我们可以按照不超过一个前导个前导“0”和两个后缀和两个后缀“0”的方式选用码组，

42、其的方式选用码组，其余为禁用码组。这样，如果接收端出现了禁用码余为禁用码组。这样，如果接收端出现了禁用码组，则表明传输过程中出现误码，从而提高了系组，则表明传输过程中出现误码，从而提高了系统的检错能力。统的检错能力。l双相码、密勒码和双相码、密勒码和CMI码都可看作码都可看作lB2B码。码。l优缺点：提供了良好的同步和检错功能，但带宽优缺点：提供了良好的同步和检错功能，但带宽增大增大47第6章 数字基带传输系统lnBmT码：将码：将n个二进制码变换成个二进制码变换成m个三进制码的个三进制码的新码组，且新码组，且m Vd时，判时，判ak为为“1”l当当 r(kTs+t0)Vd时，判时，判ak为为

43、“0”。l显然，只有当码间串扰值和噪声足够小时，显然，只有当码间串扰值和噪声足够小时，才能基本保证上述判决的正确才能基本保证上述判决的正确 56第6章 数字基带传输系统l6.4 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性l本节先讨论在不考虑噪声情况下，如何消本节先讨论在不考虑噪声情况下，如何消除码间串扰；下一节再讨论无码间串扰情除码间串扰；下一节再讨论无码间串扰情况下，如何减小信道噪声的影响。况下，如何减小信道噪声的影响。l6.4.1 消除码间串扰的基本思想消除码间串扰的基本思想l由上式可知，若想消除码间串扰，应使由上式可知，若想消除码间串扰，应使l由于由于an是随机的，要想通过各项相互

44、抵消是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为使码间串扰为0是不行的，这就需要对是不行的，这就需要对h(t)的波形提出要求。的波形提出要求。0000()()()()sknsRsn kr kTta h ta hkn TtnkTt0)(0knsntTnkha57第6章 数字基带传输系统l在上式中，若让在上式中，若让h(k-n)Ts+t0 在在Ts+t0、2Ts+t0等后面码元抽样判决时刻上正好为等后面码元抽样判决时刻上正好为0，就能，就能消除码间串扰，如下图所示：消除码间串扰，如下图所示：l这就是消除码间串扰的基本思想。这就是消除码间串扰的基本思想。0)(0knsntTnkha58第6章 数字基带

45、传输系统l6.4.2 无码间串扰的条件无码间串扰的条件l时域条件时域条件l 如上所述，只要基带传输系统的冲激如上所述，只要基带传输系统的冲激响应波形响应波形h(t)仅在本码元的抽样时刻上有最大仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并在其他码元的抽样时刻上均为值，并在其他码元的抽样时刻上均为0，则可，则可消除码间串扰。也就是说，若对消除码间串扰。也就是说，若对h(t)在时刻在时刻t=kTs（这里假设信道和接收滤波器所造成的（这里假设信道和接收滤波器所造成的延迟延迟t0=0）抽样，则应有下式成立）抽样，则应有下式成立l上式称为无码间串扰的时域条件。上式称为无码间串扰的时域条件。l也就是说，若也就是说，若

46、h(t)的抽样值除了在的抽样值除了在t=0时时不为零外，在其他所有抽样点上均为零，就不为零外，在其他所有抽样点上均为零，就不存在码间串扰。不存在码间串扰。为其他整数kkkThs,00,1)(59第6章 数字基带传输系统l频域条件频域条件l根据根据h(t)和和H()之间存在的傅里叶变换关系：之间存在的傅里叶变换关系：l在在t=kTs时，有时，有l把上式的积分区间用分段积分求和代替，每段把上式的积分区间用分段积分求和代替，每段长为长为2/Ts，则上式可写成，则上式可写成deHthtj)(21)(12Sj kTHed)(SkTh(21)/(21)/1()2SSSiTj kTSiTih kTHed60

47、第6章 数字基带传输系统l将上式作变量代换：令将上式作变量代换：令l则有则有d=d,=+2i/Ts。且当。且当=(2i1)/Ts时，时，=/Ts，于是，于是l当上式右边一致收敛时，求和与积分的次序可当上式右边一致收敛时，求和与积分的次序可以互换，于是有以互换，于是有(21)/(21)/1()2SSSiTj kTSiTih kTHedsTi2/2/12()2SSSTjkTjikSTiSih kTHeedT/12()2SSSTjkTTiSiHedT61第6章 数字基带传输系统l这里，我们已把这里，我们已把重新换为重新换为。l令令l l显然，显然，F()是周期为是周期为2/Ts的频率函数。的频率函数

48、。l由傅里叶级数可知，若由傅里叶级数可知，若F()是周期为是周期为2/Ts的的频率函数，则可用指数型傅里叶级数表示频率函数，则可用指数型傅里叶级数表示l其中，其中，/12()2SSSTj kTSTiSih kTHedT/()2SSSTjn TSnTTfFediSTiHF)2()(nTjnnSefF)(-62第6章 数字基带传输系统l对比以下三个式子对比以下三个式子l可得：可得：l由无符号间干扰的时域条件可得：由无符号间干扰的时域条件可得：l因此，因此，。l/12()2SSSTj kTSTiSih kTHedTiSTiHF)2()(/()2SSSTjn TSnTTfFed-)(SSnnThTf0

49、,00,nnTfSnSnTjnniSTefTiHFS)2()(63第6章 数字基带传输系统l如果仅考虑如果仅考虑 的一个周期，则我们得到无码的一个周期，则我们得到无码间串扰时的基带传输特性应满足间串扰时的基带传输特性应满足l 或写成或写成l 以上条件称为奈奎斯特以上条件称为奈奎斯特(Nyquist)第一准则。第一准则。l基带系统的总特性基带系统的总特性H()凡是能符合此要求的，凡是能符合此要求的，均能消除码间串扰。均能消除码间串扰。isSTiHT1)2(1STiSsTTiH)2(ST)(F64第6章 数字基带传输系统l频域条件的物理意义频域条件的物理意义l将将H()在在 轴上以轴上以2/Ts为

50、间隔切开，然后为间隔切开，然后分段沿分段沿轴平移到轴平移到(-/Ts,/Ts)区间内，将它区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是是Ts）。）。l这一过程可以归述为：一个实际的这一过程可以归述为：一个实际的H()特性特性若能等效成一个理想（矩形）低通滤波器，则若能等效成一个理想（矩形）低通滤波器，则可实现无码间串扰。可实现无码间串扰。65第6章 数字基带传输系统l例：例：66第6章 数字基带传输系统l6.4.3 无码间串扰的传输特性的设计无码间串扰的传输特性的设计l满足奈奎斯特第一准则并不是唯一的要求。满足奈奎斯特第一准则并不是唯一的要求。