第五章-PWM整流电路课件.ppt

1、1本章概要本章概要2 整流电路的定义整流电路的定义 凡能直接将交流电能转换为直流电凡能直接将交流电能转换为直流电能的电路泛称为整流电路能的电路泛称为整流电路,在应用中构成在应用中构成直流电源装置直流电源装置.它的前端与公共交流电网它的前端与公共交流电网相接相接,它的后端与它的后端与(负载负载)相接相接.由于交流电能大多数来自公共电网，由于交流电能大多数来自公共电网，因而整流电路是公共电网与电力电子装置因而整流电路是公共电网与电力电子装置的接口电路，其性能将影响电网的运行和的接口电路，其性能将影响电网的运行和电能质量。电能质量。3 按照电路中器件开关频率的高低，所有半按照电路中器件开关频率的高低

2、，所有半导体变流电路可分为导体变流电路可分为 低频和高频两大类，低频和高频两大类，相控式电路属于低频电路，它是所有半导体变流相控式电路属于低频电路，它是所有半导体变流电路中历史最长、技术最成熟且应用最广泛的一电路中历史最长、技术最成熟且应用最广泛的一种电路；种电路；PWM PWM整流电路属于高频电路，它是近年来整流电路属于高频电路，它是近年来才发展起来的现代整流电路，是才发展起来的现代整流电路，是PWMPWM控制技术在整控制技术在整流领域的延伸，是所有半导体变流电路中历史最流领域的延伸，是所有半导体变流电路中历史最短的一种新型电路短的一种新型电路;本章将讨论这种电路。本章将讨论这种电路。4 1

3、.1.网侧功率因数网侧功率因数 =1=1 以单相电源为例，设网压无谐波且可表示为以单相电源为例，设网压无谐波且可表示为 (5-1)(5-1)则网侧电流应为则网侧电流应为 (5-2)(5-2)上式表明，电流上式表明，电流iNiN也无谐波且与也无谐波且与uNuN同相同相.在非正弦电路中，网侧功率因数定义在非正弦电路中，网侧功率因数定义 为为 (5-3)(5-3)式中式中,P1,P1是基波有功功率；是基波有功功率；S S是表观功率是表观功率,PnPn谐波有功功率。谐波有功功率。sinNNmuUtsinNNmiIt112nnnnPPPSS5 根据网压无谐波的设定，式根据网压无谐波的设定，式(5-3)(

4、5-3)中所有谐波中所有谐波有功功率应为零有功功率应为零:即即 (5-4)(5-4)对单相电路对单相电路 (5-5)(5-5)(5-6)(5-6)U1 U1和和I1I1是电压电流基波有效值；是电压电流基波有效值；U U和和I I是电是电流方均根值流方均根值;1 1是是U1U1和和I1I1之间的相移角。之间的相移角。将式将式(5-5)(5-5)和式和式(5-6)(5-6)代人式代人式(5-4)(5-4)有有:(5-7)(5-7)式中式中,(-,(-电流正弦因数电流正弦因数 )20nnP1/PS11 11cosPU I1SUIU I111(/)coscosII1/II这里是由于电网电压谐波较小的原

5、因6 (5-7)(5-7)表明，网侧功率因数入是基波功率因数表明，网侧功率因数入是基波功率因数COSCOS1 1 和电流正弦因数和电流正弦因数 的乘积，可表示为的乘积，可表示为:(5-8)(5-8)式中，式中，THDTHD是电流总谐波含量是电流总谐波含量,THD,THD值越低，则值越低，则 值越高，当值越高，当=1 1时，电网仅对整流电路提供有功功率。时，电网仅对整流电路提供有功功率。对于三相电路，若电路对称对于三相电路，若电路对称,其网侧功率因数与单相电其网侧功率因数与单相电路相同路相同,在网压正弦条件下在网压正弦条件下,网侧功率因数仍可表示为基网侧功率因数仍可表示为基波功率因数波功率因数C

6、OSCOS1 1 和电流正弦因数和电流正弦因数 的乘积的乘积.112221222111nnnnIIIT H DIIIT H DI(5-9)7 2.2.输出电压输出电压u0 U0(u0 U0(电压型）电压型）i0I0i0I0（电流型（电流型）3.3.具有双向传输能力具有双向传输能力 当负载消耗电能时，电网向负载传送电能。电当负载消耗电能时，电网向负载传送电能。电路工作于整流状态，输出功率路工作于整流状态，输出功率p00;p00;负载负载(如直流电动机如直流电动机)向电网反馈电能时，电路工向电网反馈电能时，电路工作于有源逆变状态，输出功率作于有源逆变状态，输出功率p00;p00UL10，UL20U

7、L2diL/dtdiN/dtdiL/dt，(同理在同理在c c区有区有diN/dtdiL/dt)diN/dtdiL/dt)，由此可，由此可见，倍流电路滤波电感电见，倍流电路滤波电感电流是负载电流的一半，其流是负载电流的一半，其允许的电流脉动量却高于允许的电流脉动量却高于负载电流脉动量，因此电负载电流脉动量，因此电感量可选得小些，导线可感量可选得小些，导线可较细，这样虽然采用两只较细，这样虽然采用两只电感，但其体积重量与推电感，但其体积重量与推挽式电路差别不大。挽式电路差别不大。（5-32）（5-33）（5-34）（5-35）（5-36）（5-37）31 对应于对应于usus的负半波，即的负半波

8、，即us=-usmus=-usm ，VD1VD1正偏导通而正偏导通而VD2VD2截止，等效电路如截止，等效电路如图图5-3c5-3c，与图，与图5-3a5-3a比较可见，电路的比较可见，电路的拓扑结构相同，但拓扑结构相同，但L1L1和和L2L2的位置对的位置对调调,us,us的极性相反，因此负载电流仍然的极性相反，因此负载电流仍然由由iL1iL1和和iL2iL2合成，但此时合成，但此时L1L1向负载释向负载释放能量而放能量而L2L2向电源吸取能量，即向电源吸取能量，即uLl0uLl0uL20，iL1iL1下降下降,而而iL2iL2上升上升.diL1/dt=-Uo/L1 diL1/dt=-Uo/

9、L1 (5-25)(5-25)diL2/dt=1/L2(USmUo)(5-26)diL2/dt=1/L2(USmUo)(5-26)在在B B点点 iL2=iN iD2 =0 iL2=iN iD2 =0 (5-27)(5-27)3 3L1L1放能期放能期(时区时区c)c)图5-3c325.2.2 5.2.2 同步整流电路同步整流电路1.对成型同步电路对成型同步电路(1)(1)采用同步式电路的原因采用同步式电路的原因 左图同步倍流整流电路，与图左图同步倍流整流电路，与图52a52a相相比比,其区别只是用其区别只是用VF1VF1和和VF2VF2代替二极管代替二极管VD1VD1和和VD2.VD2.这样

10、做的原因是当倍流电路的输出电这样做的原因是当倍流电路的输出电压压UoUo低到低到2V2V或更低时，即便采用或更低时，即便采用SBD(SBD(肖肖特基二极管特基二极管)作为整流器件也不合适作为整流器件也不合适.因因为为SBDSBD的导通压降在的导通压降在0.6-0.8V0.6-0.8V之间之间.相反，相反，对于低压功率对于低压功率MOSFETMOSFET的导通压降却相对的导通压降却相对低得多低得多.图5-4335.2.2 5.2.2 同步整流电路同步整流电路1.对成型同步电路对成型同步电路例如例如 Inter Inter公司的公司的HUF67145P3HUF67145P3的器件的器件(Uds=3

11、0V(Uds=30V，ID=75AID=75A）其导通电阻只有其导通电阻只有4.5m4.5m，若输出电，若输出电压压Uo=2VUo=2V，负载电，负载电流流I0=20AI0=20A，则导通，则导通压降压降UT0=90mVUT0=90mV。图5-4341.对成型同步电路对成型同步电路 （续（续1 1）可见用低压功率可见用低压功率MOSFETMOSFET作为整流器件作为整流器件可提高效率，减轻散热压力，利于实现电可提高效率，减轻散热压力，利于实现电源小型化，而同步整流技术也成为低压大源小型化，而同步整流技术也成为低压大电流高频整流技术中不可或缺的部分。电流高频整流技术中不可或缺的部分。351.对成

12、型同步电路对成型同步电路 （续（续1 1）必须指出图必须指出图5-4a5-4a中中VF1VF1和和VF2VF2均工作于图均工作于图17(P20)17(P20)中反向电阻区中反向电阻区，这是由于变压器二次侧电压，这是由于变压器二次侧电压UsUs为交变为交变方波，方波，VFIVFI和和VF2VF2都必须承受反压，但都必须承受反压，但MOSFETMOSFET是一种逆导是一种逆导器件，若工作在图器件，若工作在图1717中的正向电阻区中的正向电阻区将无法在各种将无法在各种电路中实现整流功能。据此，作为整流器件的电路中实现整流功能。据此，作为整流器件的MOSFETMOSFET，其栅压脉冲时序应保持其栅压脉

13、冲时序应保持 ugs=0 uds0 ugs=Ug1 uds0 ugs=Ug1 udsUT ug2=US2m-UD=UsaUT 式中，式中，UDUD是是VD3VD3的导通压降；的导通压降；UTUT是是VF1VF1和和VF2VF2的栅阀电压。由图的栅阀电压。由图5-5-4a4a可见，由于可见，由于uSl=USmuSl=USm，故，故VFlVFl正正向阻断而向阻断而VF2VF2反向导通。反向导通。45同步倍流整流电路各时区的栅压分布同步倍流整流电路各时区的栅压分布 （续）（续）2)2)时区时区b:b:在时区在时区b b有有us2=0,VD3us2=0,VD3和和VD4VD4截止，截止，C2C2沿沿L

14、sLs向向C1C1放电，直至两电容上放电，直至两电容上电荷平衡时为止且有：电荷平衡时为止且有：ug1=ug2=US2m-UD=ug1=ug2=US2m-UD=UsbUT =UsbUT （5-405-40）由于由于ug1ug1、ug2ug2均高于均高于UTUT，故，故VFlVFl和和VF2VF2均处于通态均处于通态(电阻区电阻区)，L1L1和和L2L2释放能量以维持负载电流释放能量以维持负载电流iLiL连连续。续。46 3)3)时区时区c c 在这一时区中有在这一时区中有us2=-us2=-US2mUS2m，VD4VD4正偏通，正偏通，VD3VD3反偏截止，反偏截止，us2us2沿沿LsLs对对

15、c1c1充电，充电结束充电，充电结束时有时有 ug1=US2m-UD=ug1=US2m-UD=UsaUT UsaUT ug2=-UD (5-ug2=-UD (5-39)39)由于由于US1=-USmUS1=-USm，在式，在式(5-41)(5-41)所示栅压作用下，所示栅压作用下，VF1VF1反向导通，而反向导通，而VF2VF2正正向阻断。向阻断。同步倍流整流电路各时区同步倍流整流电路各时区的栅压分布的栅压分布 （续）（续）473)3)时区时区c c（续）（续）适当选择适当选择N3N3，便可使，便可使ug1ug1和和ug2ug2满足式满足式(5-(5-39)39)、式、式(5-40)(5-40

16、)和式和式(5-41)(5-41)。必须指出变压器漏必须指出变压器漏感感LsLs对电路性能有较对电路性能有较大影响，为保证电路大影响，为保证电路正常工作，应尽量减正常工作，应尽量减小小LsLs值，如采用分层值，如采用分层交叉绕组使绕组间紧交叉绕组使绕组间紧密耦合等。密耦合等。同步倍流整流电路各时区同步倍流整流电路各时区的栅压分布的栅压分布 （续）（续）48(4).(4).全波同步整流电路全波同步整流电路 是一个由半桥式高频方波是一个由半桥式高频方波逆变电路供电的全波零式逆变电路供电的全波零式同步整流电路。同步整流电路。由图可见，整流输入电由图可见，整流输入电 压压US1US1为交变方波，正为交

17、变方波，正负半波宽度均为负半波宽度均为(零压零压期为期为k)k)，故整流电路也，故整流电路也属于对称型。比较图属于对称型。比较图5-4a5-4a和图和图5-5a5-5a可见，两个电路可见，两个电路的驱动电路完全相同，工的驱动电路完全相同，工作原理相仿，因而作原理相仿，因而VF3VF3和和VF4VF4的栅压波形分布与图的栅压波形分布与图5-4d5-4d相仿。同学们自己分相仿。同学们自己分析。析。图（5-5a 全波零式同步整流电路）49必须指出，适用于对称型电路的必须指出，适用于对称型电路的驱动电路不适用于非对称型电路，驱动电路不适用于非对称型电路，即便是驱动电路所依据的即便是驱动电路所依据的 原

18、理相同，但在非对称型电路中原理相同，但在非对称型电路中的结构也会不同。的结构也会不同。(4).(4).全波同步整流电路全波同步整流电路 （续）（续）5-5b全波零式同步整流电量波形 502.2.非对成型同步整流电路非对成型同步整流电路 图图56a56a是一带同步整是一带同步整流电路的正激式直流流电路的正激式直流变换电路，由于正激变换电路，由于正激式电路的输出变压器式电路的输出变压器TBTB二次电压二次电压uS1uS1为非对为非对称交变方波，因而由称交变方波，因而由它所带的同步整流电它所带的同步整流电路为非对称型同步整路为非对称型同步整流电路。流电路。图56a非对成型同步电路512.2.非对成型

19、同步整流电非对成型同步整流电路（续路（续1 1）比较图比较图2-21a2-21a和和56a56a可见：可见：1)1)变压器一次侧电变压器一次侧电路完全相同，都采用路完全相同，都采用附加绕组附加绕组N3N3和和VD2VD2实实现磁复位。现磁复位。2)2)在变压器二次侧在变压器二次侧用功率用功率MOSFET VF1MOSFET VF1和和VF2VF2代替图代替图22la22la中的中的VD1VD1和和VD2VD2，图，图5-5-6a6a中电容中电容C3C3是是VF3VF3的的栅极输入等效电容。栅极输入等效电容。图56a522.2.非对成型同步整流电非对成型同步整流电路（续路（续1 1）3)3)增设

20、点划线框增设点划线框 所包含的自激所包含的自激式驱动电路，由式驱动电路，由附加绕组附加绕组N4N4和和VD1VD1、VD2VD2、VD3VD3、VD4VD4和和VF4VF4组成，组成，其中其中VF4VF4与与C3C3并并联，附加绕组联，附加绕组N4N4的电压的电压uS2uS2与与uSluSl同步但幅值不同同步但幅值不同并可分别表为：并可分别表为：图56a532.2.非对成型同步整流电路（续非对成型同步整流电路（续2 2）n2Ud=Us1m (a)uS1=-UK1=-D/Dan2Ud (b)(5-42)0 (c)n4Ud=Us2m (a)uS2=-UK2=-D/Dan4Ud (b)(5-43)0

21、 (c)式中，n2=N2/N1,n4=N4/N1,括弧中a、b、c与图5-6b中的时区相对应。542.非对成型同步整流电路（续非对成型同步整流电路（续3 3）式(5-43)表明,uS2具有零压区c，驱动电路必须设计成在时区c中保持VF3导通，即VF3栅压的时序应为:0 (a)ug3=(5-44)g3=(5-44)Ug3m (b Ug3m (b、c)c)在驱动电路中增设在驱动电路中增设VF4VF4的目的是为了使的目的是为了使ug3g3保持式保持式(5-44)(5-44)所示的时序，由图所示的时序，由图56a56a可可见，见，VF1VF1和和VF4VF4的栅压由的栅压由uS2整流而成，即整流而成，

22、即 ug1g1=ug4g4=ug0g0 而而VF3VF3的栅压由电容的栅压由电容c3c3端压端压ug3g3决定决定.552.非对成型同步非对成型同步整流电路（续整流电路（续4 4）(1)(1)、时区、时区a a ug0=g0=ug0mg0m，uS1 =n2Ud2Ud，因，因而VF1反向导通，VF4正向导通，C3C3沿沿VF4VF4迅速反放电至迅速反放电至ug3=0ug3=0，VF3VF3处于正向阻断。这一状态一直维持到处于正向阻断。这一状态一直维持到t=t1t=t1.562.2.非对成型同步整流电路（续非对成型同步整流电路（续5 5）(2)(2)、时区、时区b b t=t1(+)t=t1(+)

23、(时区时区b)b)，uS2 uS2突突降为降为-UK2,UK2,VDlVDl当即反偏截当即反偏截止，止，VD3VD3正偏导通，正偏导通，us2us2沿沿VD3VD3和和VD4VD4对对C3C3迅速充电至迅速充电至UK2UK2于是电路中各器件栅压于是电路中各器件栅压更迭为更迭为ug1=ug2=ug4=0ug1=ug2=ug4=0ug3=UK2=Ug3mug3=UK2=Ug3m于是于是VF2VF2和和VFlVFl相应关断，为相应关断，为维持维持ioio连续，连续，uLuL反向并促使反向并促使VF3VF3反向导通，这种状态一反向导通，这种状态一直维持到直维持到t2(-)t2(-)。572 2.非对成

24、型同步整流电路（续6）(3)(3)、时区、时区c c t=t2(+)t=t2(+)(时区时区c)c)，uS1uS1和和uS2uS2变为变为0 0,VD2VD2截截止，电路中所有的二极止，电路中所有的二极管管 均截止，均截止，VFlVFl、VF2VF2、VF4VF4均为断态，于是均为断态，于是C3C3中栅电荷仍然保持，并中栅电荷仍然保持，并使使ug3Ug3mug3Ug3m，故在故在 us2us2的零压区中，的零压区中，VF3VF3仍仍保持通态直至保持通态直至t3(-)t3(-)582.2.非对成型同步非对成型同步整流电路（续整流电路（续7 7）(1)(1)、时区时区a t=t3(+)a t=t3

25、(+)(时区时区a)a)uS2uS2升为升为Us2mUs2m，VD1VD1重新重新导通，导通，ug1=ug4=ug0ug1=ug4=ug0，VF1VF1反向导通，反向导通，VF4VF4正向导通，正向导通，C3C3沿沿VF4VF4迅速反放电并使迅速反放电并使VF3VF3正向阻断。原先由正向阻断。原先由VF3VF3流过的负载电流流过的负载电流I0I0重新移入重新移入VF1VF1中，中，电路完成一个循环，电路完成一个循环，59(1)(1)、必须指出，由于变压器漏电感、必须指出，由于变压器漏电感LsLs的作用，电流的作用，电流isis不能突变，在不能突变，在VFlVFl和和VF3VF3的开关中存在换流

26、过程，在图的开关中存在换流过程，在图5-6a5-6a中中 iF3+is=iF1+iF3+is=iF1+iF3=ioiF3=io 当当tt3tt3时，时，VF1VF1和和VF3VF3共同导通，共同导通，US1US1沿沿LsLs短路，短路，iF3iF3下降而下降而iF1iF1上升，其变率为上升，其变率为US2mUS2mLsLs，直至，直至iF3=0iF3=0 ，VF3VF3关断，关断，iF1=io,iF1=io,换流过程终了，为缩短叠流期，换流过程终了，为缩短叠流期，必须在必须在VF1VF1和和VF2VF2特性参数容许的范围内尽可能减小漏特性参数容许的范围内尽可能减小漏感感LsLs。非对成型同步整

27、流电路小结非对成型同步整流电路小结60（2 2）、）、以上讨论均为磁耦式电路以上讨论均为磁耦式电路(即具有电隔即具有电隔离能力的电路离能力的电路)，对无电隔离要求的低压，对无电隔离要求的低压大电流开关电源，可采用带同步整流的大电流开关电源，可采用带同步整流的BuckBuck电路，用功率电路，用功率MOSFETMOSFET代替并联续流二代替并联续流二极管。极管。非对成型同步整流电路小结非对成型同步整流电路小结（续）（续）615.3 5.3 电压型单相单管电压型单相单管PWMPWM整流电路整流电路 随着技术的发展，随着技术的发展，PFCPFC技术逐渐趋向于以有技术逐渐趋向于以有源校正方式的方向源校

28、正方式的方向(Active Power Factory(Active Power Factory CorrectionCorrection，缩称，缩称APFC)APFC)，在，在APFCAPFC发展初期发展初期 ，=1=1的的要求曾普遍采用，这对大功率应用是正确的；但对小要求曾普遍采用，这对大功率应用是正确的；但对小功率负载，产品的性价比太低，因为随着生产规模化，功率负载，产品的性价比太低，因为随着生产规模化，家电和微机等小型设备的售价大幅度下降；另外在家电和微机等小型设备的售价大幅度下降；另外在IEC-1000-3-2DIEC-1000-3-2D类设备的有关内容也只限制网侧电流类设备的有关内

29、容也只限制网侧电流的谐波含量的谐波含量(包括相对值和最大值限制包括相对值和最大值限制)，而不要求无，而不要求无谐波，更非谐波，更非=1(=1(详见参考书详见参考书P298P298表表5-1)5-1)，就在这种背，就在这种背景之下，各种符合景之下，各种符合IECIEC标准，简单价廉的方案陆续涌标准，简单价廉的方案陆续涌现。现。62目前应用较多的电压型单相单管目前应用较多的电压型单相单管PWMPWM整整流电路有：流电路有：1)1)、两级结构：、两级结构：第一级是第一级是PFCPFC级，通常采用级，通常采用BoostBoost电路，其任务是实现网侧电路，其任务是实现网侧电流正弦化，此外对输出电压进行

30、粗调；电流正弦化，此外对输出电压进行粗调；第二级是直流变换电路第二级是直流变换电路(直接式或间接式直接式或间接式)，其任务是对输，其任务是对输出电压进行细调，该方案的优点是高性能出电压进行细调，该方案的优点是高性能(含高含高、高调、高调压精度和高反应速度压精度和高反应速度)，结构相对简单，技术成熟；缺，结构相对简单，技术成熟；缺点是整机效率较低和性价比依然不高，适用于精密仪器点是整机效率较低和性价比依然不高，适用于精密仪器电源等场合。电源等场合。63 2)、单级结构：对电脑电源和电子镇流器等家电而言，效率和性价比都是至关重要的，为此将两级变换合并为一级成为单级单管电路(Singlestage

31、Singleswitch电路，简称S4或4S电路)，兼具APFC和调压功能，迄今为止已发展多种单管电路并可分类如下：目前应用较多的电压型单相单管目前应用较多的电压型单相单管PWMPWM整流电路有：整流电路有：64单级电压型单相单管PWM整流电路分类：耦合方式 电流模式 单管电路 开关频率 输入滤波 电源相数 直耦式 Buck电路、Boost电路 Buck-Boost电路 磁耦式；反激式电路、正激式电路CCM电路、DCM电路、CCCM电路恒频电路、变频电路电杆输入电路、电容输入电路单相电路、三相电路65 采用采用DCMDCM工作时，开关管具有工作时，开关管具有ZCONZCON，二极管有，二极管有

32、ZCOFFZCOFF，因而无反向电流，但电，因而无反向电流，但电流峰值高，导通损耗大，而且由于电流脉动量大，需要较大的滤波参数；流峰值高，导通损耗大，而且由于电流脉动量大，需要较大的滤波参数；采用采用CCMCCM工作可克服工作可克服DCMDCM上述弱点，但要受到二极管反向恢复电流的影响，开关损上述弱点，但要受到二极管反向恢复电流的影响，开关损耗高；临界连续模式耗高；临界连续模式(CCA3M)(CCA3M)介于介于DCMDCM与与CCMCCM之间，无反向恢复电流，但通导损耗依然之间，无反向恢复电流，但通导损耗依然较高。较高。单级电压型单相单管PWM整流电路分类（续1）66 根据不控整流桥与根据不

33、控整流桥与DCDCDCDC电路间的连接方式不电路间的连接方式不同，所有同，所有4SPFC4SPFC电路可分为电感输入式和电容输入式两电路可分为电感输入式和电容输入式两类。类。BoostBoost电路属于前者，其出端电压近于恒定，无纹电路属于前者，其出端电压近于恒定，无纹波，为获得高功率因数需要输入电感中电流近于正弦波，为获得高功率因数需要输入电感中电流近于正弦(绝对值绝对值)；BuckBuck电路则属于后者，其出端电流近于恒定，电路则属于后者，其出端电流近于恒定，无纹波，为获得高功率因数需输入并联电容电压近于正无纹波，为获得高功率因数需输入并联电容电压近于正弦弦(绝对值绝对值)。根据不控整流桥

34、人端电源相数有单相电路和三根据不控整流桥人端电源相数有单相电路和三相电路之分，后者输出功率较大，但由于其工作状态与相电路之分，后者输出功率较大，但由于其工作状态与单相不甚相同，本节仅分析单相电路。单相不甚相同，本节仅分析单相电路。单级电压型单相单管PWM整流电路分类（续1）675.3.1 5.3.1 含含Boost APFCBoost APFC的的PWMPWM整流电路整流电路1 1、单相电压型整流电路的理想状态单相电压型整流电路的理想状态 假设输入网压假设输入网压u uN N为正弦，整流电路无内耗，输出电压为正弦，整流电路无内耗，输出电压U Uo o无纹波，要求网侧功率因数无纹波，要求网侧功率

35、因数=1=1，即即 网侧电流网侧电流 由由 输出电流输出电流 （5-455-45）式中式中 （5-46）00sin,NmuUt uU0 02000000sinsin(1cos 2)nN mNNNNN mN mN mN miItuiU iuiUIitUUItUIIU68电路输出功率瞬时值p0 (5-47)电路输出功率平均值p0 (5-48)1 1、单相电压型整流电路的理想状态、单相电压型整流电路的理想状态 式式(5-47)(5-47)表明，为实现表明，为实现i iN=I=INmNmsin sin t t的目标，的目标，在理想状态下，电压型整流电路的输出功率为脉在理想状态下，电压型整流电路的输出功

36、率为脉动量。其中并包含二次脉动动量。其中并包含二次脉动COS2COS2t t部分。部分。式式(5-45)(5-45)表明，为实现表明，为实现i iN=I=INmNmsin sin t t的目标，在理想状态下，电压型整流电路的输出电的目标，在理想状态下，电压型整流电路的输出电流流i0i0为脉动电流并包含直流分量为脉动电流并包含直流分量I0I0和二次谐波和二次谐波I I0 0COS2COS2t t00 00 0(1 cos2)pu iU It0001Tpp dtT692 2Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 含含Boost APFCBoost APFC的整流的整流

37、电路如图电路如图5-75-7所示，在所示，在单相不控整流电路和单相不控整流电路和负载电阻负载电阻RoRo之间插入之间插入BoostBoost电路电路(点划线框点划线框D)D)，假定载波频率足，假定载波频率足够高，保证电感电流够高，保证电感电流连续连续(电路工作于电路工作于CCMCCM模式模式)；输出电容；输出电容CoCo足足够大，使够大，使uoUouoUo。网。网压压u uN N为为 u uN N=U=UNmNmSin Sin t t70 不控整流桥输出电压不控整流桥输出电压udud为为 图图(仿照仿照BoostBoost电路电路分析，当分析，当VFVF导通时，等效电导通时，等效电路如左图（路

38、如左图（A A）电源对）电源对L LN N充磁，充磁，负载依靠负载依靠CoCo放电放电,I,I0 0=-i=-ic c;当当VDoVDo导通时，等效电路如图导通时，等效电路如图5-5-7 7点划线框点划线框(B)(B)，L LN N端压反向，端压反向，磁能向负载端转移，磁能向负载端转移，CoCo充电。充电。当当VFVF和和VDoVDo在栅压在栅压ug0ug0的驱动的驱动下轮番通断时有下轮番通断时有:2 2Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续1 1）sindNNmuuUt图图5-75-771 从式从式(551)(551)可以看出：可以看出：2 2Boost

39、 APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续2 2）(5-50)(5-51)72、在、在VFVF导通时区：导通时区：didiL L/dt0,i/dt0,iL L上升；上升；在在VDoVDo导通时区，由导通时区，由于于 U Uo oUUNmNm，didiL L/dt0/dt0 ，i iL L下降。下降。2 2Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续3 3）73Boost APFCBoost APFC整整流电路的原理流电路的原理 (续续4 4）、在整个电网、在整个电网周期内，电流周期内，电流i iL L的变率为时变值，的变率为时变值，在在u

40、 uN N过零左近域过零左近域内，内，i iL L的上升的上升率最低，而下降率最低，而下降率最高；相反在率最高；相反在u uN N幅值区，幅值区，i iL L的的上升率最高而下上升率最高而下降率最低。这些降率最低。这些均可由图均可由图58c58c和和e e的波形看出。的波形看出。74 根据电路无内耗且工作于根据电路无内耗且工作于CCMCCM状态，状态，L LN N端端压在压在 一个一个T TC C周期内为零周期内为零,由式由式(5-50)(5-50)应有应有:(5-52)(5-52)在在u uN N过零区，过零区，u ud d也很低也很低,i,iL L上升缓慢上升缓慢,故波故波形产生较大畸变形

41、产生较大畸变,DT,DTC C很接近于很接近于T TC C,即几乎整个即几乎整个载波周期内载波周期内,电源均沿电源均沿L LN N短路短路.由式由式(5-52)(5-52)可可得得:Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续5 5）00()dcdcu DTUuD T0000sin11sinNmNmUDtUUDDtU(5-53)(5-54)75 式式(5-53)(5-53)表明表明,Boost,Boost APFCAPFC条件下条件下,D,D0 0为时变为时变值值,且必须按正弦绝对且必须按正弦绝对值变化值变化,为此控制电路为此控制电路采用采用SPWMSPWM方式

42、并取得方式并取得信号信号u ug g为为:图图5-8a5-8a是调制比是调制比m=Ugmm=UgmUcm=0.65Ucm=0.65时的波形时的波形.Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续6 6）singgmuUt(5-55)76 图中图中ug0ug0为为开关管开关管VFVF的栅的栅压，由图可见，压，由图可见，在整个输出周在整个输出周期内期内Do(VDoDo(VDo的的占空比占空比)按正按正弦绝对值随时弦绝对值随时间分布；而对间分布；而对某一时间，某一时间，DoDo值则随值则随m m而变，而变，例如例如m m增加，增加，DoDo增加，即增加，即D D降低。降

43、低。Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续7 7）77仿式仿式(5-55)(5-55)，在控制电路中设置按正弦绝对值变，在控制电路中设置按正弦绝对值变化的给定电流化的给定电流i iR R(即电流环的调制信号，按式即电流环的调制信号，按式(5-55)(5-55)所示时间坐标，即与网压所示时间坐标，即与网压u uN N同相位同相位)，并使，并使iLiL围绕围绕i iR R升降，若频率比升降，若频率比K K1 1，调制比，调制比m1m1，则，则iLiL将近似将近似地按正弦绝对值脉动。按图地按正弦绝对值脉动。按图5-75-7所标电量正方向，所标电量正方向，应有应有

44、 故可知电网电流如将近似于正弦波且与故可知电网电流如将近似于正弦波且与U UN N同相同相Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 (续续8 8）LNii（）78 iNiN的波形如图的波形如图5-8e5-8e所示所示(为作图方便和易于看清，频为作图方便和易于看清，频率比率比K K远低于实际值远低于实际值)，由图，由图可见，尽管如除基波外还包可见，尽管如除基波外还包含高次谐波，但若满足含高次谐波，但若满足K1K1，m1m1，则网侧功率因数，则网侧功率因数将接将接近于近于1.1.79比较式比较式(5-49)(5-49)和式和式(556)(556)可知，可知，为控制电路获

45、取按正弦绝对值变化的波形调制信号应是易事，详情见后为控制电路获取按正弦绝对值变化的波形调制信号应是易事，详情见后面控制电路分析。面控制电路分析。sindNNmLNuuUtii(5-49)(556)Boost APFCBoost APFC整流电路的原理整流电路的原理 803 3输出电流输出电流i i0 0的分析的分析由图由图5-75-7可见，流经可见，流经VDoVDo的输出电流的输出电流i i0 0在在(0tDT(0tDTC C)期间为期间为零，在零，在(DT(DTC CtTtTC C)期间为期间为i iL L，可表示为，可表示为:81000cLiIi 3 3输出电流输出电流i i0 0的分析的

46、分析 (续续1)1)(0tDTC)(DTCtTC)(5-57)式中，式中，IoIo是是i i0 0的直流分量的直流分量;ic;ic是是ioio的交流分量。的交流分量。设Co值足够大，ic全部由Co旁路，输出电压uo无纹波；当K1，m1时，iN中的谐波很小，可忽略，即iN=iN1=INmsint,于是在(DTCtTC)时区有 sinLNNmiiIt(5-58)82 利用平均值模型分析，在K1和m1条件下,io 在一个载波周期Tc的平均值 近似于io 直流分量I0和低频交流分量ic0之和，即:3 3输出电流输出电流i0i0的分析的分析 (续续2)2)0i00000011sinCCCCTTNmDTC

47、CiIiii dtIt d tTT(5-59)(5-60)考虑到TcT,在载波周期Tc内,INmsint可近似看成恒值并考虑式(5-53)有:8320000sinsin(1 cos2)NmNmNmIUiD IttUIt3 3输出电流输出电流i0i0的分析的分析 (续续3)3)00000CNmNmiIiIUIU由式(5-59)(5-61)84i0的波形如图5-8b所示。3输出电流i0的分析 (续3)854 4电路控制电路控制 控制电路必须实现以下要求：控制电路必须实现以下要求：进行电流跟踪以保证网侧电流正弦化。进行电流跟踪以保证网侧电流正弦化。实现输出直流电压实现输出直流电压uouo的调节的调节

48、,包含不同输出值的整定和外扰作用下的稳定。包含不同输出值的整定和外扰作用下的稳定。86 (1)(1)电路结构电路结构 控制电路框图如图控制电路框图如图5757点点划线框划线框C C所示所示 :电路采用双闭环反馈控制电路采用双闭环反馈控制(含电压外环和电流内环含电压外环和电流内环)，图(5-7)87 由图可见，电压调节由图可见，电压调节器器(即电路即电路1 1，以下简称，以下简称A1)A1)的输出的输出作为电流调节器作为电流调节器(即电路即电路2 2，以下，以下简称简称A2)A2)的给定值，但由前述的给定值，但由前述,电电流给定信号幅值应可调，波形应流给定信号幅值应可调，波形应按正弦绝对值随时间

49、变化，为获按正弦绝对值随时间变化，为获得该信号得该信号,采用标量乘法器采用标量乘法器4 4该电该电路有两个输入：一是来自路有两个输入：一是来自A1A1输出输出的幅值控制信号的幅值控制信号u uA1A1，该电压变量，该电压变量反映反映A1A1人端电压的瞬态差值人端电压的瞬态差值 u u1 1=U=UR1R1uuf1f1(稳态下稳态下 u u1 1=0=0，u uf1f1=U=UR1R1););(1)(1)电路结构电路结构 88 另是来自不控整桥出端电压另是来自不控整桥出端电压u ud2d2=K=Kd dU UNmNmIsinIsin tI(KtI(Kd d为分压系数为分压系数)，作为波形控制信号

50、。乘法器作为波形控制信号。乘法器4 4的出的出端电压端电压u uR2R2是是u uA1A1和和u ud2d2的乘积，它作的乘积，它作为电流给定值加到为电流给定值加到A2A2的同相输入端，的同相输入端，A2A2反相输入端接电流反馈信号反相输入端接电流反馈信号uf2uf2，u u2 2=u=uR2R2-u-uf2f2。A2A2出端电压出端电压u uA2A2对差值对差值电压电压 u u2 2进行进行PIPI运算运算(稳态下，稳态下，u u2 2=0,u=0,uR2R2=u=uf2f2)并作为调制信号加并作为调制信号加到到SPWMSPWM比较器比较器5 5的反相输入端，高的反相输入端，高频载波信号频载