扩频信号的产生与调制技术课件.ppt

1、4.1 直接序列扩频系统u直接序列扩频通信系统（Direct Sequence Spread Spectrum，DS-SS），又称为平均系统或伪噪声系统。目前应用较为广泛的一种扩频通信系统。例如：IS-95、UMTS 和 cdma2000。14.1.1 直接序列信号的产生直接序列扩频信号是采用直接序列调制的方法产生的。直接序列调制就是用高速率的伪随机码序列与信息码序列模2加(或伪随机码波形和信息码波形相乘)后产生的复合码序列直接去调制载波。可采用PSK、FSK和ASK三种调制方式，PSK信号是最佳调制信号。通常采用抑制载波的二相平衡调制方式。节省发射功率；提高发射机效率；图4-1（a） 直接序

2、列扩频通信系统方框图4.1.1 直接序列信号的产生发射机接收机2图4-1（b） 直扩信号传输示意图 4.1.1 直接序列信号的产生3图4-3 接收机中频滤波器输出信号频谱示意图 解 扩 后 的 有 用 信 号 干 扰 电 平 白 噪 声 电 平 2Rc fi f 中 频 滤 波 器 带 宽 2Bb 4.1.1 直接序列信号的产生4抑制载波双边带调制)2cos()()(0tftAmtf4.1.2 扩频码的调制与混频相位调制)(2cos)(0tmktfAtfp时取时取1)()2cos(0)()2cos()(00tmtfAtmtfAtfm(t)是二进制序列时u对于直接序列扩频调制，调制信号为扩频码，

3、若规定的取值为)2cos()()(0tftActf”时取“当二进序列”时取“当二进序列1101)(iicctcu这样相位调制信号可等效为一个只取的二值波形函数对载波进行抑制载波的双边带振幅调制信号，也就是平衡调制信号。5只要c(t)不含直流分量，平衡调制就抑制了载波。4.1.2 扩频码的调制与混频u载波频率必须远远高于调制信号中有用信号的最高频率，否则会发生频谱的交叠，产生折叠噪声，使传输信号的质量下降。 图4-4 频谱折叠示意图（a）基带信号的频谱；(b) 调制后的频谱；(c) 图(b)的等效64.1.2 扩频码的调制与混频图4-4 直接序列调制前后的信号频谱示意图 7从频谱的观点来看，调制

4、的结果就是把调制波的频谱搬移到了f0参加混频的两个信号分别是乘积后的差频项当两个二进制扩频码波形和完全相同时，有 1012cos)()(tftctdA222cos)(tftcArr12IFIF1( ) ( )( )cos(2)( )( ) ( )cos(2)2rrA A d t c t c tf tAc t c t d tf t1)()(tctcr4.1.2 扩频码的调制与混频8接收端信号的混频过程就是信号的相关解扩过程，作为混频的接收本地参考振荡信号不再是一频率单一的正弦波，而是一受本地参考扩频码调制的已调信号。两个周期相同、码相位同步的调相信号混频的结果，输出信号中不再包含扩频码，即扩频信

5、号被解扩了。而由信息信号确定的相移仍保留在中频信号中，混频器的输出仍为调相波。在分析和设计混频器时，需要注意信号的相位。 4.1.2 扩频码的调制与混频9接收端混频的实质接收端混频的实质混频器输入/输出信号特点接收机输入信号载波相移由扩频码与信息信号共同作用，而本地参考信号载波的相移仅由扩频码决定。下变频功能信号频谱从射频到中频搬移的过程。混频器输出信号中不再包含有扩频码 （解扩）。由信息信号确定的相移仍保留在中频信号中，混频器的输出仍为调相波。解扩功能信号频带压缩扩频信号解扩过程。4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性调制方式：PSK 扩频用的伪随机码c( t ) 的功率谱密度函数是由一系列

6、的函数组成，这些 函数位于f=k/(NTc)=kRc/N （k=0，1，2，N-1）处，冲击强度所组成的包络是( sinx/x)2，第一个零点在伪随机码的传输速率 Rc处。 时域两信号波形乘积的功率谱密度函数等于两信号功率谱密度函数在频域内的卷积积分。 10信息码d(t)和扩频码c(t)在时域波形相乘d(t)c(t) (或序列模2相加 )所组成的复合码，其功率谱密度函数等于d(t)的功率谱密度函数Sd( f ) 和c(t)的功率谱密度函数Sc( f )在频域内的卷积积分。复合码功率谱密度函数Sd( f )*Sc( f )的包络是(sinx/x)2型的。 iicd f f4.1.3 直接序列扩频

7、信号的频谱特性11原来扩频码功率谱密度函数中的( f )函数由信息码的功率谱密度函数代替，Sd( f )*Sc( f )的第一个零点在扩频码的传输速率Rc处。由此可知，复合码的频谱必然有一个主瓣带宽，其第一个零点在扩频码的传输速率处。具体产生过程可以形象地用图4-5表示。Rb为信息码的传输速率，通常取Rc=NRb。 4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性图4-5 伪随机码平衡调制过程及频谱示意图12u 信号功率谱是统计平均量，长时间统计平均的结果；u 在工程上，采用频谱分析仪观测直接序列扩频信号的频谱，看到的仅是观测时刻前一段时间的统计平均，这实际是将被观测的信号分成若干时间段，将每一时间段的

8、信号都看作是周期信号的一个周期来处理，因而在频谱分析仪上看到信号的功率谱是离散谱；u 由于扩频码的伪随机性和信息码的随机性，被划分的各时间段的信号是不相同的，因此出现在频谱分析仪上的任何一根谱线的都是随机的，所以直接序列扩频信号的频谱图形就好象包络是 型的噪声一样，并非像图4-5中所示的那样理想。频谱特性解释频谱特性解释2/sinxx4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性13“载波泄露载波泄露” 问题问题4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性实际工程中，由于平衡调制电路中元件和参数的不对称或不平衡，使输入信号的幅度不是完全相等或两个反相载波的相位不是严格地等于0和，而出现载波泄漏的现象。输出信

9、号中，未被完全抑制的载波通常称为“载漏”。频谱上，输出信号的频谱中有载波分量出现。扩频序列不平衡，也会造成载波抑制不好。由于码不平衡，在其频谱中有直流分量出现，造成载波泄露。对扩频发射机来说，扩频码序列编码时钟的泄漏也需要特别注意。当发生扩频码序列编码时钟的泄漏时，频谱中对应于扩频码序列编码时钟的频率点处有尖峰谱出现，会出现对扩频信号产生寄生调幅的现象。14u载波抑制的程度用载波抑制度（载漏抑制度）表示。定义为平衡调制器输出信号的功率Po与残留载波的功率Pc之比，即10lgdB20lgdBooccPVVPVu载波抑制不好，在载波频率点有明显的尖峰谱。载波抑制度最好与扩频处理增益大体相当，一般以

10、2060dB为宜，使载波频率谱线完全湮没在宽带信号频谱中，这是从反侦察(或抗截获)和抗窄带瞄准式干扰方面而言的。4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性15序列的不平衡，反映在频谱特性中就是存在直流分量，序列的平衡特性越差，直流分量越大，通过调制后，基带信号中的直流分量反映在已调信号的频谱中，就变成了已调信号中的载波分量。 4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性在一个实际系统里，由于进入平衡调制器的调制信号是扩频码序列，码的平衡性比平衡调制器中元器件的平衡性更难实现。由于码不平衡，在其频谱中有直流分量出现，这就使平衡调制器输出的扩频信号中载波信号不能得到很好的抑制。由于平衡调制器输出信号中有残留

11、载波分量的存在，使得输出信号频谱中不仅有扩频码平衡调制信号，而且还有寄生的调幅信号。在发射机里，影响在于输出扩频信号中有一些稳定的、易于被检测出来的信号。这就失去了扩频信号隐蔽的特点，同时浪费了发射机的输出功率。在接收端，未被抑制的载波分量，作为一个同频同相的窄带干扰信号，将进入接收机对接收信号造成干扰。另外，未被抑制的载波将影响接收机的载波提取，进而影响解调器的正常工作，使接收系统的性能下降，关于这一点我们将在第5章中详细讨论。 164.2直接序列系统射频带宽与处理增益4.2.1直接序列系统的射频带宽DS-SS系统射频带宽通常只考虑功率谱主瓣宽度。 DS-SS系统中射频带宽直接影响系统性能。

12、系统的带宽和传送的信息速率决定了系统的扩频处理增益。17调制信号为非归零码时，信号功率谱密度函数的包络是(sinx/x)2型的。主瓣的带宽为Rc，3dB带宽为0.44Rc； PSK调制射频带宽为2Rc；4.2.1直接序列系统的射频带宽频谱范围频谱范围占总功率比率占总功率比率-RcRc90.3%-2Rc2Rc95.0%-3Rc3Rc96.6%184.2.1 直接序列系统的射频带宽u 功率损失功率损失取主瓣作为扩频信号带宽时，信号功率损失较小，只有10%的损失。射频带宽选取问题射频带宽选取问题图4-8 带宽受限对信号波形及相关函数的影响19 相关特性相关特性旁瓣中丰富的高频分量来自调制信号陡峭的上

13、升沿和下降沿。如过分地限制射频带宽就等于限制了调制信号（PN码）的上升沿和下降沿，会使PN码尖锐的三角形相关函数顶峰变得圆滑，影响系统的抗干扰性能。 l 综上，在确定DS-SS系统带宽时，必须考虑功率损失、处理增益和信息信号的速率及系统抗干扰能力的要求。4.2.1 直接序列系统的射频带宽u 特别是当直接序列信号用于测距系统中时，射频带宽受限的问题更显得十分重要。204.2.2 直接序列系统的处理增益21uDS-SS系统处理增益是扩频码传输速率与信息信号传输速率的函数。其实质描述的是信号从信息带宽与射频带宽之间变换所带来的信噪比的改善程度信噪比的改善程度。u影响处理增益因素1 信息传输速率信息传

14、输速率信息传输速率由信源而不是由传输系统决定的，不可能任意减小，一旦信息信号的传输速率下降到一定程度，就不能在规定的时间内将信息传送到接收方，失去了通信的意义。4.2.2直接序列系统的处理增益222 射频带宽射频带宽（扩频码速率）（a）射频带宽的不断增大，并不能一直改善接收机输出信号信噪比。扩频码的编码时钟越高，对扩频码发生器的要求也越高，系统工作频带也越宽，要求调制器和混频器在较宽的频带内保证一定的线性度，工程上难以实现。（b）当扩频码传输速率不断增大，接收机输出的干扰电平不断下降，并将减小至与接收机热噪声电平相当时，就不能改善输出信号的信噪比。此时影响系统性能的是接收机内部热噪声。例 某系

15、统射频带宽为100MHz，Rc=100MHz/2=50Mb/s，信息传输速率为16kb/s，则处理增益为6p350 10 b/s10lgdB34.95dB16 10 b/sG接收机热噪声电平为（T=300K，B=162=32kHz）10lg()dB128.78dBmkTB 接收机输出干扰电平为：-130.95dBm，与热噪声差不多。故进一步加大射频带宽，输出信噪比也不会有很大改善！p37.95dBG 4.2.2 直接序列系统的处理增益若射频带宽提高到200MHz，则23当接收机可能收到的最大干扰为-93dBm时，接收机输出的干扰信号为-93dBm-34.59= -127.95dBm如果把信息速

16、率压缩到2.4kb/s时，处理增益为4.2.2 直接序列系统的处理增益6p350 10 b/s10lg43.19dB2.4 10 b/sG基带速率下降获得8.24dB的好处。降低信息速率比增加伪码速率更有利，但要在系统设计时综合考虑。由于信息速率的降低，接收机中解调器的带宽变为B2.42 kHz，接收机输出的热噪声电平为10lg()dBm137.01dBmkTB 在接收机输入干扰信号电平不变情况下，输出干扰信号电平为-93-43.19dBm= -136.19dBm244.3 直接序列系统中信息的发送4.3.1 信息的 FSK调制u 扩展频谱通信系统一般不采用振幅调制，因为调幅信号易于调幅信号易

17、于解调，不利于信息保密，且抗干扰能力较差解调，不利于信息保密，且抗干扰能力较差。 u 通常采用FSK或PSK 调制方式；例如信息-FSK/扩频码序列-PSK的扩频原理方框图 图4-9 信息-调频/直接序列-调相方框图2500( )cos2 ( )( )c td ts tAfF t信息-FSK/扩频码序列-PSK信号的时域表达式为 若对该信号进行平方处理，则产生2倍频项 第2项是已经解扩的（不再含扩频码c(t)）带有全部调制信息的（信息d(t)对载波调频）信号。对于有一定保密要求的扩频通信系统，该方案不可取。002222)(222cos2121)(tFtdfAAts4.3.1 信息的 FSK调制

18、264.3.2 信息的 PSK调制较常用的调制方案：信息-PSK/扩频码-PSK 调制方式图4-10 码变型原理方框图及波形27284.3.2 信息的 PSK调制图4-10 码变型原理方框图及波形注意注意要保证由信息引起的伪随机码反转只能在伪随机码的0与1跳变时刻才出现。这种信息调制方法，对于不知道系统所用伪码序列c(t)特性的侦察者来说，即便侦察到是信息与伪随机码模2相加后的合成信号，要从中解调出信息也是比较困难的。4.3.3 QPSK调制(1) 信息-BPSK/扩频码-QPSK图4-11 信息-BPSK/扩频码序列-QPSK直扩系统注意注意 c1(t)和c2(t) 码速率相同，码结构不同，

19、均取值为1；码速率同步且相干（由同一时钟源驱动）；c1(t)和c2(t)彼此独立。 29调制器输出调制器输出(1) 信息-BPSK/扩频码-QPSK功率谱功率谱 ( )E( ) ()E( )( )()()( )( )E( )()E()( )IQsIQIQssIQIQRs t s ts tsts tstRRs t sts tst信号的功率谱等于同相信号功率谱与正交信号功率谱的代数和 ；)()()2sin()()()2cos()()()(0201tststftctAdtftctAdtsQI注注 由于扩频码彼此独立，载波正交，故上式的后两项等于0。(4-6)4.3.3 QPSK调制3031d1d1d

20、IFd2d1dIFd1d2dIFd2d2dIF( )() ()()cos(2)2()()() sin(2)2( )()()() sin(2)2()()()cos(2)2rrrrAI td tT c tT ctTfAd tTc tT ctTfAQ td tTc tT ctTfAd tT c tT ctTf接收机混频后同相支路I(t)和正交支路Q(t)分别为（仅考虑差频项，和频项不能通过中频滤波器） (1) 信息-BPSK/扩频码-QPSK信号接收信号接收4.3.3 QPSK调制32其结果使扩频信号被解扩。解扩后的信号能够通过中频滤波器，从而恢复原始信息 dIF( )2()cos(2)z tAd

21、tTf(1) 信息-BPSK/扩频码-QPSK若扩频码已同步，即 dd1d1d2d2d ()()()()rrTTctTc tTctTc tT1d1d2d2d()()1()()1rrc tT ctTc tT ctT则有4.3.3 QPSK调制注意注意 实际工程中，当d(t)的码速率较高时，已调信号d(t)cos(2f0t)的带宽较宽，对此宽带信号进行移相90度而不产生失真是比较困难的。通常采用两路BPSK调制的方式来代替，要注意同相支路和正交支路元器件的选取尽量保证一致， 否则会产生寄生调幅现象。图4-12 一种信息-BPSK/扩频码序列-QPSK调制方法(1) 信息-BPSK/扩频码-QPSK

22、4.3.3 QPSK调制33(2) 平衡QPSK直接序列扩频系统图4-13 平衡QPSK直扩系统方框图1020( )( ) ( )cos(2)( )( )sin(2)oes tAd t c tf tAd t c tf t发射机输出信号s(t)为4.3.3 QPSK调制34dIFdIF( )()cos(2)()sin(2)22oeAAz td tTfd tTf混频器输出的差频分量（忽略掉和频分量 ）为当扩频码同步时，中频滤波器的输出为(2) 平衡QPSK直接序列扩频系统信号接收信号接收d1d1dIFd2d1dIFd1d2dIFd2d2dIF( )() ()()cos(2)2()()() sin(

23、2)2( )()()() sin(2)2()()()cos(2)2orerorerAI td tT c tT ctTfAd tTc tT ctTfAQ td tTc tT ctTfAd tT c tT ctTf(4-11)(4-12)4.3.3 QPSK调制35110220( )( ) ( )cos(2)( ) ( )sin(2)s tAd t c tf tBd t c tf tI(t)和Q(t)的码速率可以不相同；c1(t)和c2(t)的码速率也可不相同，这种调制叫做双通道QPSK。跟踪和数据中继卫星系统(TDRSS)中所用的扩频信号之一就是采用这种类型的方案。 注意注意图4-14 双信道Q

24、PSK直扩系统方框图364.3.3 QPSK调制(3) 双通道QPSK直接序列扩频系统4.3.4 MSK直接序列扩频系统发射机输出信号为 )2sin(sin)()()2cos(cos)()()(0201tftTtctAdtftTtctAdtscc当载波和扩频码都取得同步时，MSK直接序列扩频信号可由图所示接收机解调，从而恢复原始数据。 374.3.4 MSK直接序列扩频系统图4-16 串行MSK扩频调制解调器(a) 一种串行MSK扩频调制器；(b) 另一种串行MSK扩频调制器 (c) 串行MSK扩频信号解调器38图4-16所示为串行MSK（即SMSK）扩频调制解调器原理方框图。图4-16(a)

25、和(b)为两种发射机方案，两者的区别只是信息信号调制器的位置不同，原理是一样的。 MSK变换滤波器是一个线性无源时不变滤波器，该滤波器的设计是实现MSK的关键，特别适合基于DSP处理的软件无线电技术来实现。 4.3.4 MSK直接序列扩频系统与并行MSK方案相比，SMSK调制解调器只使用一个扩频码，而并行MSK调制解调器中要使用两个独立的扩频码，但是，在得到相同性能的条件下，SMSK扩频码速率要比并行MSK方案的码速率提高一倍。在图4-16(a)所示方案中，信息信号调制可能在输出信号中产生/2相位突变，它是由于每当信息信号是“1”时载波增加/2相移造成的。在图4-16(b) 所示方案中，在MS

26、K变换之前，信息信号和扩频码序列进行模2加，这时由于是信息信号调制后才进行MSK变换，载波可不产生/2的相位突变，并且发射信号的功率谱与扩频码对载波进行MSK调制的功率谱相同。 两者都是在二相移相键控的基础上，用变换滤波器来形成MSK信号，在接收端进行类似的处理，以便得到最佳解调性能。 394.4 频率跳变扩频通信系统4.4.1频率跳变系统的物理概念u频率跳变频率跳变 就是用伪随机码构成跳频指令来控制频率合成器输出信号频率，在多个频率中进行选择的移频键控。提供几百个、几千个甚至几万个离散的频率选择。发送信号的频率由伪随机码序列构成的跳频指令(又称跳频图案)来随机选取。 u在接收端，进行解扩（解

27、跳），需要有与发端相同的跳频指令去控制本地的频率合成器，使其输出的频率跳变信号能在混频器中与接收到的频率跳变信号差出一个固定中频信号差出一个固定中频信号。经中频放大器放大及带通滤波器滤波后，得到一个受信息信号调制的固定中频信号，送到信息解调器恢复出原来的信息信号。 40图4-15 频率跳变系统原理方框图4.4.1频率跳变系统的物理概念工作过程工作过程(1) 发送端PN码序列发生器输出跳频指令(跳频图案)，控制频率合成器输出信号的频率，使其输出信号的频率随机地跳跃变化，图4-6(a)。(2) 频率合成器输出信号就是发射机的本振信号，被信息信号调制后作为频率跳变信号输出。(3) 从时间-频率的对应

28、关系看，频率跳变信号的载波频率是由时频矩阵组成，每个频率的持续时间为Ts，并按照跳频指令的规定在时频矩阵内跳变，图4-16(b)。41图4-16 跳频时频矩阵图4.4.1频率跳变系统的系统物理概念42(1) 送入发端频率合成器的跳频指令波形；(2) 发端频率合成器输出的载波波形示意图；(3) 送入接收端频率合成器的跳频指令波形，该跳频指令由接收端的伪码发生器产生；(4) 接收端频率合成器输出的参考频移载波波形；(5) 解跳后送入解调器的相干中频波形。图4-17 FH-SS系统各点信号波形4.4.1频率跳变系统的物理概念频率跳变系统方框图中各点波形频率跳变系统方框图中各点波形43u码片速率决定频

29、率跳变快慢，即系统频率跳变速率；在跳频系统中，Tc包括两部分 (1) 频率转换时间Tt； (2) 频点持续时间Ts （驻留时间）； 则：tscTTTu FS-SS系统占用了比信息带宽要宽得多的传输频带。在某一瞬间，跳频系统只是在单一射频载波上通信。但从总的通信时间上看，跳频信号用占据宽的射频频带( )来换取强的抗干扰能力。扩频处理增益等于系统可选用的频率扩频处理增益等于系统可选用的频率数数N。 bNRB2RF4.4.1 频率跳变系统的物理概念u在慢跳变系统中，频率转换时间可忽略；在快跳变系统中，频率转换时间的长短将成为系统成败的关键因素。在理论分析性能时，通常将Tt的影响忽略，近似认为TcTs

30、。4445u 频率跳变器频率跳变器 4.4.1频率跳变系统的物理概念uFH-SS系统对频率合成器要求苛刻系统对频率合成器要求苛刻 要求输出频谱纯度高，可供选用的频率数N足够大、频率转换时间短（跳变速率高）、频率锁定时间短和跳频图案（跳频指令）比较复杂等。uFS信号的特点是在一个很宽的宽带范围内采用“躲避”式的方法来抵抗干扰信号。任何外来干扰信号只有在与有用信号的频率相同，且在有用信号的载波持续时间(驻留时间)内才起作用。而有用信号载波频率受扩频伪随机码控制，当频率跳变后，干扰信号就不再起作用。 (1)由扩频码发生器、指令译码器和频率合成器组成，是FH系统核心器件。(2)其频率数和频率跳变速率决

31、定了整个系统的抗干扰能力，同时也决定了伪随机码发生器和频率合成器的指标。4.4.2 频率跳变信号的频谱结构1( )cos2()()cNkkTcckma tAf tgtkTtmNT1()()cmmccmtmNTfNTNTFH-SS系统频率合成器输出信号频率合成器输出信号为 1g ()()1cNTcckmtkTtmNT(4-13)4611S( ) ()( )TcNgkmccmfffNTNT ( ) ()( )TcgcmcmSffTfNT由于因此有设)(tgcT的自相关函数为 )(cTgR，功率谱密度函数为 )( fSctg21212121( ) ()()*( )()4 ()()()()4 ()()

32、() ()44TcTcTcNakkgkmccNkkgkmccNkkgkmccAmSfffffSffNTNTAmFfFfSfF dFfNTNTAmFfFfSfFfdFNTNTAN 121()()* ( ) ()()4NkkkNkkkfffffAffffN4.4.2 频率跳变信号的频谱结构单边表达式 NkkaffNAfS12)(2)(47当d(t)对载波进行PSK调制时，发射机输出信号为PSK1s( )cos2()()( )cNkkTcckmtAf tgtkTtmNTd t图4-20 频率合成器输出信号的频谱 u理想频率合成器输出频谱理想频率合成器输出频谱：等间隔的一系列线谱，并且每个频点均具有相

33、同的输出功率。4.4.2 频率跳变信号的频谱结构信息调制后的功率谱信息调制后的功率谱484.4.2 频率跳变信号的频谱结构492PSK1( )( )*( )()2NdadkkASfSfSfSffN当信息码的码速率为Rb时，为了尽可能减少邻道干扰，频率间隔f应选择为Rb，这样中心频率为 fk的频道频谱的零值点正好处于与其左右相邻的、中心频率为fkf=fiRb的频道频谱的峰值处，构成频率的正交关系，如图4-21所示。在这种情况下，若可选取的跳频频率数为N，则跳频信号的带宽为 bbNRRNB) 1(RF图4-21频率跳变系统PSK调制信号频谱图（频谱重叠）4.4.2 频率跳变信号的频谱结构两种功率谱

34、情况两种功率谱情况跳频信号带宽bbNRRNB) 1(RF。504.4.2 频率跳变信号的频谱结构51 有时为了防止跳频频谱发生重叠，要求每个频道的带宽应不小于信息信号的带宽，如图4-22。 例如，若允许射频带宽BRF=100MHz，信息信号的速率是1kb/s，为确保邻近频道不发生串扰和频谱重叠，每个频道应至少有2kHz的带宽。频率跳变的间隔应不小于2kHz。所以可得到100MHz/2kHz=5000个跳频频道数。 需要注意的是，在此情况下跳频信号所占据的带宽 bNRB2RF4.4.2 频率跳变信号的频谱结构图4-22频率跳变系统PSK调制信号频谱图（频谱不重叠） 跳频信号带宽RF2bBNR52

35、534.4.2 频率跳变信号的频谱结构FH-SS系统信息调制常采用FSK（数字信号）或FM（模拟信号）调制。FSK调制信号为FSK1( )cos 2( )cNkkTcckmstAftgtkd tTtmNTF(4-18) 图4-23 频率跳变扩频系统发射信号的产生 TI1F( )cos 2 ()cNkTcckkma tAtgttmfTfkTN544.4.2 频率跳变信号的频谱结构设发射机本振信号为TI1F( )cos 2 ()cNkTcckkma tAtgttmfTfkTN 混频后1TIF01( )( )cos 2( )()cos 22( )()ccNkkTcckmNkkTcckma t D t

36、Afd tF tgtkTtmNTAffd tF tgtkTtmNT（1）FSK调制信号产生调制信号产生信息d(t) 被调制到中频fTIF 上TIF0( )2 cos 2( )D tfd tFt554.4.2 频率跳变信号的频谱结构（2）FSK调制信号功率谱调制信号功率谱设带通信号D(t) 的功率谱密度函数为)()()(TIFFSKTIFFSKffSffSfSddD混频器输出信号的功率谱为 2FSKFSK12FSKTIFFSKTIF1( )( )()()4(2)(2)4NDadkdkkNdkdkkASfSfSffSffNASfffSfffN经过带通滤波器滤除频率较低分量 可得 IF2( )kff

37、d tFFSK1( )cos 2( )cNkkTcckmstAfd tF tgtkTtmNT(4-18) 4.4.2 频率跳变信号的频谱结构（2）FSK调制信号功率谱调制信号功率谱带通滤波后信号功率谱密度（单边）为2FSKFSK1( )()2NdkkASfSffNFSK属于非线性调制，对信号频谱特性研究较困难（无通用方法），故FSK调制跳频信号频谱特性研究也较困难。在一定条件下，如假设FSK信号相位不连续，频谱可看作两个振幅键控信号的叠加，功率谱密度示意图见图4-24。564.4.2 频率跳变信号的频谱结构（2）FSK调制信号功率谱调制信号功率谱图4-24 频率跳变系统信号频谱示意图（FSK调

38、制）u特点特点：在频率跳变系统中，信号的频谱是由N个频谱结构完全相同的带通信号频谱组成，每个带通信号的中心频率分别为f1、f2、 、fN，其频谱结构取决于信息调制方式。 574.5 频率跳变信号产生n FH-SS信号，一般不采用信号直接调制频率跳变的载波信号，一般不采用信号直接调制频率跳变的载波，因为(1)当系统射频频率较高时，在较高频率上进行调制比较困难；(2)信号通过调制实现频率搬移过程中，不可避免产生一些带外分量，调制器无法抑制，通常需在调制器后加带通滤波器控制； (3)调制器特性和参数与工作频率有密切关系。载波大范围内变化，已调信号在各个频道上的特性很难保证完全一致。 584.5 频率

39、跳变信号产生n 实际中发射机在实际中发射机在中频中频进行信息调制，再利用上变频器进行信息调制，再利用上变频器搬搬移移到射频段到射频段。图4-25 频率跳变系统信号产生原理方框图 594.5.1 跳频器(1) 频率范围频率范围跳频器是FH-SS系统核心器件。由伪随机码发生器、指令译码器、频率合成器频率合成器构成。频率数和跳变速率是决定整个频率跳变系统性能的主要技术参数。 跳频器主要指标跳频器主要指标 跳频器：跳频器：指频率合成器的工作频率范围，或频率合成器输出信号的频率范围。频率范围越大，可供选取的频率数就越多，跳频信号的频谱扩展的越宽，扩频处理增益Gp越大。(2) 频率间隔频率间隔两个相邻频率

40、之间的最小间隔Fmin称为频率分辩率，应满足频率跳变系统跳频间隔 f的要求，即 minFf604.5.1 跳频器 跳频器主要指标跳频器主要指标(3) 频率转换时间频率转换时间频率转换时间是频率合成器输出信号的频率改变后，达到稳定工作所需要的时间Tt。频率转换时间越短，可允许的频率跳变速率就越高，就更适合高速数据的传输，并有效地抑制干扰，特别是人为转发性干扰。 (4) 频率稳定度与准确度频率稳定度与准确度频率稳定度是指在指定的时间间隔内，频率合成器输出信号的频率偏离规定值的数值。频率准确度是指输出信号频率的实际值偏离规定值的数值，即频率误差。有些文献将频率稳定度称为相对频率稳定度，频率准确度称为

41、绝对频率稳定度。在工程上通常将这两个指标合并，统称为频率的稳准度。(5) 频谱纯度频谱纯度频率合成器输出信号的频率不稳定性在频域表现为信号的频谱不纯。一般要求跳频频率合成器输出的频谱要纯，具有低的噪声性能，特别是低的相位噪声。61624.5.2 频率合成器1.直接式频率合成器直接式频率合成器 采用混频、分频、倍频等方法合成； 2.间接式频率合成器间接式频率合成器 采用锁相环； 3.直接数字合成直接数字合成DDS方式方式FH-SS频率合成器分类FH-SS系统可变频率合成器与普通频率合成器有两点区别（1）输出信号频率受跳频指令控制；（2）能足够快地改变输出信号频率，使系统能很快地进行频率转换，躲避

42、外部跟踪式干扰。634.5.2 频率合成器1. 1. 直接式频率合成器直接式频率合成器图4-26 直接式频率合成器合成频率数越多，滤波器的数量就越多。在工程上很少使用 。最简单的方式是用一系列频率信号经和/差频（混频滤波法）获得大量合成频率。特点特点利用完全相同的混频(和)与分频(除)基本单元级联而成。图4-27 直接式频率合成器(N=4096)4.5.2 频率合成器1. 1. 直接式频率合成器直接式频率合成器644.5.2 频率合成器1. 1. 直接式频率合成器直接式频率合成器（1）频率数目）频率数目 频率数目与输入参考信号的频率数目及混频的次数有关。若M个基本单元级联，参考信号频率个数为k

43、，则输出频率总数为MkN （2）最小频率间隔）最小频率间隔每增加一级基本单元，输出信号频率间隔就减少为前一级频率间隔的1/N0 ；则M级的最小频率间隔为10MNFfiiffF1654.5.2 频率合成器1. 1. 直接式频率合成器直接式频率合成器例66 f1=142.5MHz，f2=147.5MHz，f3=152.5MHz，f4=157.5MHzk=4，F=5MHz。基本单元分频比N0=4，整个频率合成器由6个基本单元串联而成，即 M=6，问输出频率的总数?最小频率间隔为? 409646MkNkHz88. 4MHz00488. 0MHz/45/16-10MNFf（3）延迟特性）延迟特性带通滤波

44、器用来抑制混频产生的和频之外的其它组合频率，以保证输出频谱纯度。带通滤波器的延迟特性是影响跳频时间最关键指标，级联滤波器的总时延将限制跳频器的频率跳变速率。674.5.2 频率合成器1. 1. 直接式频率合成器直接式频率合成器（4）基本单元开关电路）基本单元开关电路图4-28 混频-分频基本单元门开关电路（k=4） 2. 间接式频率合成器间接式频率合成器 均由锁相环电路来实现。一般只适用于慢速、中速频率跳变系统。 图4-29 锁相环跳频频率合成器 矛盾矛盾：这两个基本要求和锁相环路中环路滤波器的基本特性矛盾！环路滤波器带宽越窄，输出信号相位噪声就越小，但环路捕获时间要加长，增加频率合成器的频率

45、转换时间。4.5.2 频率合成器 FH-SS系统要求输出信号的系统要求输出信号的频谱纯频谱纯且且频率转换速度快频率转换速度快。68692. 间接式频率合成器间接式频率合成器4.5.2 频率合成器 低相位噪声情况下加快频率跳变时间的解决措施低相位噪声情况下加快频率跳变时间的解决措施（1）使用取样环路滤波器使用取样环路滤波器 代替环路滤波器 ，取样-保持形式的LF可以降低由鉴相器产生的一些抖动，从而减少环路捕获时间来提高跳频速率。（2）利用跳频指令控制利用跳频指令控制 利用跳频指令把VCO工作频率预置在输出信号频率附近，使环路锁定时间大大降低。可通过DAC将控制跳频指令转变为直流电压来作为VCO控

46、制信号，其数值恰好能将VCO输出频率粗调到所要求频率附近。相当于降低环路开环增益，相位抖动也相应降低。4.5.2 频率合成器（3）利用多环技术利用多环技术各锁相环顺序输出不同频率，由门电路根据跳频指令选取其中的一个作为频率合成器的输出。由于锁相环是通过改变分频器的分频系数来改变输出频率，故可利用跳频指令顺序改顺序改变变各环路分频系数，使得允许每个环路的频率转换时间加长。单个锁相环的频率锁定时间，一般不能大于频点驻留时间的1/10 ，从而限制了跳频速率。采用双环技术，两个锁相环路轮流输出，跳频速率可提高5倍或更高。例例 单个频率合成器的锁定时间为100ms，在每个频点的驻留时间为900ms，则系

47、统频率跳变速率为1000跳/s。若采用两个频率合成器，在频率跳变速率提高5倍的情况下，即5000跳/s，在每个频点上的时间为200ms。由于两个环路轮流输出，故允许每个环路的锁定时间可以放宽，只要每个环路的转换时间不大于200ms即可。70714.5.2 频率合成器图4-30 双锁相环路构成的频率合成器方框图间接式频率合成器采用上述措施后可提高跳频速率，但仍比直接式频率合成器低，所以只适用于慢速、中速频率跳变系统。 723.直接数字合成频率合成器（DDS） 相对带宽较宽； 频率转换时间短； 频率分辨率高； 输出相位连续； 可产生宽带正交信号及其他多种调制信号； 可编程和全数字化、控制灵活方便等

48、。4.5.2 频率合成器直接数字合成（Direct Digital Synthesis，DDS）是1971年美国学者J.Tierney等人首次提出的全数字技术，从相位概念出相位概念出发直接合成所需波形发直接合成所需波形的一种频率合成技术。在FH-SS系统中被广范使用。特点特点3.直接数字合成频率合成器（DDS）n DDS基本原理基本原理图4-31 DDS基本电路原理图 4.5.2 频率合成器利用采样定理采样定理，通过查表法查表法产生输出信号的波形。 DDS的核心是相位累加器。每一个时钟脉冲相位累加器就更新一次，更新量由相位增量寄存器的相位增量k所决定。相位累加器初值为00.00 ，则每个时钟脉

49、冲（频率为fs）相位累加器要加上k。若累加器位数是n位，则需2n/k个时钟周期才能恢复到初值00.00。当第2n+1个时钟脉冲到来时，相位累加器又重复上述累加，周而复始。相位累加器输出信号的周期为2n/k时钟周期。73743.直接数字合成频率合成器（DDS）图4-31 DDS基本电路原理图 4.5.2 频率合成器相位累加器的输出信号作为正弦查找表的查找地址相位累加器的输出信号作为正弦查找表的查找地址。查找表中的每个数据代表正弦波一个周期中的各个相位点的量化振幅值。查找表相当于一个相位相位/振幅变换器振幅变换器。它将相位累加器的相位信息映射成数字振幅信息，数字振幅值作为D/A变换器输入，变换后的

50、信号经带通滤波器滤波平滑成正弦波输出。n DDS基本原理基本原理753.直接数字合成频率合成器（DDS）图4-31 DDS基本电路原理图 4.5.2 频率合成器例如：n=32，k=1，输出频率fo=fs / 232。若 k=2，fo就增加1倍。对于n位相位累加器，有2n个可能的相位点。假设时钟频率为fs，则输出正弦波频率为nsfkf20(4-20)763.直接数字合成频率合成器（DDS）4.5.2 频率合成器DDS频率分辨率频率分辨率fs/2n (k=1)。若n = 32，分辨率达 fs / 2322.310-10fs 。如 fs=10MHz，分辨率约为2.3mHz。注意注意：实际应用中，相位