模拟CMOS集成电路设计精粹ppt-第二章课件.ppt

1、所有analog circuits都是由基本单元构成，对这些基本单元进行仔细研究是分析复杂电路的基础。 所有的analog circuits中，OP是最通用的电路模块。它是由一个差分输入部分和单端output构成。OP的增益非常大，通常用于一个反馈环路中。该电路第一级是一个差分对管，load是一个电流镜。第二级是一个单管放大器，负载是一个直流电流源，是电流镜的一部分。 单个晶体管可以构成的单元模块数量是很少。一个单管可被用作一个放大器，源极跟随器或者共源共栅管。也可用一个共源共栅管做增益提升（gain boosting），只要将共源共栅管与一个放大器组合即可。一个MOST管也可做成一个开关。用

2、两个晶体管可构成另外两种组态，分别是差分对和电流镜电路，将它们进行组合就构成了一个全差分的四晶体管的电压和电流放大器。这种差分的电流放大器可以做到四个input，其电路形式非常多样。 该放大器是由一个电压源VIN进行偏置，在VIN上叠加了一个小信号输入电压vIN。一个放大器通常由一个直流电流源作为负载，这种情况下可获得最大增益。一个理想电流源ro=，所示小信号等效电路中电流源就被省略了（交流通路I=0，open）设计模拟放大器时从不选择最小沟道长度，L取45Lmin，欲使VGS-VT的值尽可能的小，通常取0.150.2V，但不能再小，否则进入弱反型区，这时I和gm会变得很小，noise。电流值

3、较小时，不可避免地产生大的noise和小的信噪比（SNR）。If SNR70dB的SNR，需将放大器控制在弱反型区和强反型区之间。 深亚微米CMOS器件提供的电压增益越来越小。但if L相对大时，如取2.5 （当VE=4V/ ）,则VEL10V，当VGS-VT=0.2V产生的AV100.对于最小的90nm沟道长度,VE变化不大，AV=3.6，需用所有的电路技巧去提高增益，共源共栅结构有可能使增益，if AV=100，在一般运放中，需获得106的电压增益需要三级放大器，而if采用双极型只需二级放大器。m在高f下，由于寄生C，电压增益,负载C最大（它包括了所有的与下一级的互联C和反馈C.低f增益A

4、V和前面一样。在增益开始的那一点f称为带宽BW（或-3dBf）。它只取决于RC时间常数。为了更好地研究BW和GBW与低f增益的关系，引入波特图，显然GBW=AVBW,在BW f点处相移-45，而在高f，相移增加到-90 If 没有负载C,但有一个大的输入CGS,带宽由输入决定。用于许多传感器和生物医学预放大器，它们的源阻抗非常大（1M ）。此时，带宽BW有输入端的RC决定。但GBW不象BW那么简单，晶体管的许多参数将会起到重要作用，其中一些参数与高f参数fT相关。要获得高f性能，增大fT往往不够，需将fTrDS进行转化，这是工艺技术的挑战。如GBW所示，它与沟道长度不相关，但W和VGS-VT必

5、须取小。 最后电路中可能增加的一个电容CF，是从输出端到输入端的反馈C，也称密勒C。这个C从输出端达到输入端，它和输入端的源电阻生成了时间常数，但大小被AV。，与CGS起到了同样的作用。由于输出信号的幅度是输入信号的AV。倍，因此从输入端看过去，CF同样增大了AV。倍。GBW与晶体管参数不相关，这正是所期望的反馈电路增益和放大器的参数不再相关，只取决于外部反馈元件的值。 带宽由输入端的源电阻生成的时间常数决定。但大小AV。，与CGS起同样的作用。Miller效应从输入端看过去的阻抗起了作用，对输出端的阻抗没有起作用。实际上，Miller C在传输性能上产生了一个零点。这样一个单个电路可以产生与

6、两个极点同样的相移。而在通常情况下，每个C只能产生一个极点。 单管放大器中通常应用一个RS实现串联反馈。有RS的效应-环路增益（1+gmRS），它影响了电路的所有其它参数。环路增益gm，if RS较大，跨导相当于降低了1/RS，跨导gm和电流无关。一个主要效应是输出阻抗急剧，其增大的比例系数是环路增益。输出阻抗放大器增益。反馈电路使输入C，RS输入电容。If 用一个直流电流源代替RS，那么输入C可忽略。这就构成了后面源级跟随器（source followers）。RS的主要问题是它们的noise，在低noise RF电路中常用L代替RS.只要L和C串联损耗阻抗为0，L和C就不产生noise，在

7、无源器件中，只有电阻产生额外的noise。电路中加入了L就会使得gm和输出电阻都与f有关。如果不含串联的R or L，输入阻抗ZinL是容性的，现在则变成了纯阻性的，其值为gmLS/CGS,或LST，原因是输入CGS被电感抵消了。这样输入电阻可以很容易地被设计成50 ，从而与50传输线（同轴电缆，天线等）相匹配。这种方法可设计出一个超高f低noise放大器。实现这样一种串联反馈电阻的一个简单方法是采用一个nMOST管，让其工作在线性区。但只有当VDS2很小，在100mV200mV之间才有可能。两个晶体管的VGS也不同。 MOST M1工作在饱和区，包含一个参数K，而M2是作为一个电阻使用，包含

8、参数KP，它们的参数n不同，n本身也是一个不确定的值 一个晶体管通过并联反馈构成一种二极管，对于双极型晶体管把集电极接到基极上，就形成了一个基板-发射极二极管。在MOST管中并没有栅-源二极管，但将漏极连接到栅极形成了类似的二极管。将图中线性区和饱和区分界成的曲线VDS=VGS-VT,向右平移VT后，就得到二极管的电流-电压曲线。可以应用MOST在饱和区的电流-电压特性，曲线非线性强，类似于二极管的特性曲线。可用这个简单的电路将电流转换成电压。加 一 个 小 信 号 电 流 到 直 流 电 流 中 ， 如 图 所 示 的 小 信 号 等 效 电 路 。 小 信 号 等 效 电 阻rds=1/g

9、mrDS,rDS,所以MOST二极管的小信号的等效电阻总是 ，这点与双极型晶体管类似。mg1在高f，这种电压-电流转换器的性能很好，引入了MOST的两个最重要的CGS和CDS，产生了一个非常高的带宽BW。BW取决于 ，与上述两个C的和。CGS和CDS尺寸相似，大小相等。因此带宽近似与fT/2.为了获得大带宽，需要设计高fT的晶体管，VGS-VT要大，沟道长度要小。 mg1放大器采用晶体管作为负载时，增益非常低，约在35倍左右，增益大小也与电源电压相关。但并不总是得到合适的电阻值。在数字CMOS工艺中，不能提供大阻值的电阻。因此许多电路中都采用MOST作为负载，如该 采用nMOST连接成二极管，

10、其小信号电阻为 。最后增益是跨导的比率， 值很小，但十分精确，它主要由晶体管尺寸的比率决定。电路的主要优点是没有用PMOST管，也因为其输出阻抗十分小，放大器可获得高的带宽。缺点是直流输出电压=电源电压-VGS2.由于M2的体效应，这个直流输出电压不十分确定，下一级偏置会受到影响。21mgPSRR（power supply rejective ratio）解决偏置的一个更好的方法，直流输入V产生的直流输出电压相等。电流被分流到两个晶体管上，增益由两个管子的尺寸比率或VGS-VT的比率精确定义。另一个优点是将上述一系列相似的电路进行级联。由于单级增益小，当管子的尺寸比率为25时，提供了增益=5.

11、为了得到更大的增益，必须将更多级电路的级联，由于所有的源端接地，不再存在体效应。If 应用在高f，只能采用nMOST。缺点：直流功耗是原来电路的两倍，常用于宽带放大器，如光接收机电路中。 采用两种相同的电流偏置，但右边电路（2）中M2和M1并联，哪一种更好呢？（2）放大器中，输出电阻较大，增益相对较高，相应的带宽窄一些。可用另一个晶体管构成电流源，这个晶体管是PMOST器件，它的栅极与参考电压相连，产生直流偏置电流。还存在下面两种电路形式。 第一种放大器有一个恒定的直流偏置电流，作为电流源的M2的栅极与一个直流参考电压相连。低f情况下，负载CL不起作用， 此时，M1和M2的直流电流不随信号电平

12、而变化。被定义为A类放大器。第二种，连接并同时驱动两个管的栅极，结果完全不同。根据所输入信号电平的不同，流过两个管的电流变化非常大。这就是AB类放大器。实际上，在数字输入信号和模拟输入信号中都有可能采用第二种放大器。 当输入信号变高时（从01）输出会变低。反之亦然，在两种情况下都没有电流流过，这就是数字反相器最主要优点。只在转换期间消耗功率。现在，成千上万个数字反相器可以集成在同一硅片上，并不消耗太多的功耗。作为模拟放大器使用时，设置输入偏置电压使输出电压为电源电压VDD和地之间的一个适当的值。这样一个小信号输入电压被放大（或反相）到了输出端。欲建立晶体管的电流转移曲线，两个晶体管直流电流相同

13、。直流电流不流过C。在低f下，AC电流也不能流过C。VDS之和等于VDD（VDD=VDS1+VDS2），VGS之和也等于VDD(VDD=VGS1+VGS2)。输入电压较低时，VGSn较低，VGSP则较高。nMOST截止，pMOST导通。它们的IDS-VDS曲线的交点是1。此时pMOST作为一个小电阻 Vout=VDD。随着输入电压，交点从12等一直到点7，pMOST截止，nMOST的VGS很大，但VDS很小。nMOST处于线性区，相当于一个小电阻，这时Vout=0，管子的I=0.当输入电压等于电源电压一半，晶体管流过电流，输出电压= ，在点4。这是该电路作为模拟放大器应用时的偏置电压。 DDV

14、21点1和7没有电流，此时输出为“1”或“0”。在中间位置电流达到最大为IDSA.模拟放大器的偏置设在此点。不易精确计算。只有在特殊点1，4，7处。用SPICE可精确计算。下面只研究在点4的情况。 先确定精确的偏置电压。当输入电压是，一般要求输出电压是电源电压的一半，并不是必须的。如果是多级电路相级联。这是个较好的方法。此时两管有相同的VGS= ，有相同的电流。这种情况下，在它们的值与它们 的K值成反比时，才可能存在。 =2 ，pMOST的W/L值=2nMOST的W/L。当VGS= 时 晶体管I的表达式。 DDV21LWnKpKDDV21为了得到AV，画出小信号等效电路。（要点，交流电源总是交

15、流接地，两管有相同的小信号模型 gm相同），由模型看出两管实际上是并联的（对于DC偏置，则是串联的），它们对小信号输出I和增量的贡献是相同的，总跨导是单管跨导的两倍。为了计算在低f下的增益，需知道输出电阻，它是两管输出电阻的并联。当两者的输出电阻相等时，总的输出R最大。这就是为什么通常两管VEL的值总是设成相等的。总输出电阻=rDS/2或2/gDS，电压增益=gm/gDS。注：表达式中不含I，这一结论已在单管中介绍。在小信号下，实际上获得是两管的并联。当VDD电压增益。在VGS=0.2V,可找到最佳的电源电压=2（VT+0.2），当VT=0.35，VDD=1.1V。if VDD，只能得到小的电

16、压增益，为了提高增益，需要更复杂的电路。如共源共栅放大器，增益提升（gain boosting）技术，自举（boostrapping）技术，电流抵消（cancellcation）技术，还有电流缺乏（starving）技术。 在增益表达式中，保留输出电阻，能较好地理解同样的输出电阻是怎样来决定输出极点或者带宽的。在计算GBW时，这个输出电阻被消去，这和单管情况一样。但GBW变成了2倍，单管的跨导增大了2倍，这是电流复用的一个简单例子。GBW是最重要的技术指标，它表明在任意f下，可以获得多大的电压增益。它通过gm取决于电流。 由于只有输出端存在一个大C，易确定BW和GBW。if负载C较小，晶体管电

17、容就开始起作用。Eg. 源内阻RS比较大，那么输入电容2CGS将产生另外的时间常数2RSCGS，产生了另一个极点，称为非主极点，if RS非常大，非主极点逐渐起主要作用，if RSCGSt乘积比rDSCL大，非主极点就高得更加重要。可从小信号等效电路中算得。这种情况下，GBW取决于RSCGS的乘积，与单晶体管一样，GBW取决于fT和电阻比率。 可能出现Miller效应。Eg. RS和增益都非常大，那么2CDGtAV有可能比2CGS大，非主极点由时间常数2RSCDGtAV决定。If RS或CDGt非常大，后面的非主极点可能占主导地位，从小信号等效电路中导出增益的表达式，有两个poles一个zer

18、o。当CDGt比较小时，主极点在输出端上。主极点fd由输出端时间常数决定。if CDGtCL/gmRS.Miller效应起主导作用。非主极点fnd出现在相对高的f处，正的零点fz在非常高的f处。 If RS非常大，Miller效应逐渐起主要作用，if RSCDGt ，Miller效应变得更加重要。正如反馈电路中一样，GBW只取决于反馈元件的值，与晶体管参数无关。 GBW21当输入信号幅度较大时，尤其驱动相对大的负载C时，这个小信号放大器可表现为AB类放大器。当输入电压从低到高时，引起nMOST的电流iC1比静态工作电流IDSA大，pMOST的iC2变小。通过负载C的iLic1并逐渐，给负载C快

19、速地放电。缺点：电流取决于 。 DDV21目前只讨论放大器。用一个单管也可实现另外两个功能（1）源极跟随器（2）共源共栅管。晶体管也可作开关。后续讲解。第一个放大器:gm把输入电压转换成电流，偏置是用输入电压源VB也即VGS完成的。另外两个分别称为源极跟随器和共源共栅放大器。两者都是通过直流电流IB进行偏置。其VGS能自身调整，使电流流过。在源极跟随器中，小信号输入到电压栅极，output在源极。由于电流源的电流保持恒定，VGS也是恒定，小信号输入的任何变化引起小信号输出的相同变化，电压gain是1.因此称为源极跟随器或者是电压缓冲器。之所以称缓冲器，Rin=，Ro=1/gm。该电路将电压精确

20、地从高阻抗转到低阻抗。Eg.应用在麦克风，生物电势前置放大器中，其内阻抗高达几百M . NMOST源极跟随器。先将体（bulk）接触孔连到源极，这只在P阱CMOS工艺中才有可能。更普通的n阱CMOS工艺中，只采用PMOST源极跟随器，否则不能把体端连到源极上。if直流电流源是IB,从电流表达式得出VGS值，直流输出电压是直流栅极电压VB-VGS。为了得到最大的输出摆幅，可优化VB。通常源极跟随器只能处理小信号，但在功率放大器的输出级中使用时，对输出摆幅的优化有一定的要求。将MOST小信号model代替，可得Ro=1/gm。可将rDS忽略，而1/gm取决于VGS-VT和L。在n阱CMOS工艺的n

21、MOST源极跟随器中，体端可能不能连到源极，则MOST存在电压VBS，实际上VBS=Vout，VGS不再恒定，小信号对它的影响不再是零。if 将VT表示成VBS的函数，得到非线性的Vout对VIN的表达式。-体效应或寄生的JEFT，if ，由于n是一个不确定值n 。输出阻抗相对较小= ，在输出端得到的是MOST与寄生JFET的并联。nAdVdVVinout18 . 06 . 0mg1mBg1if 体端与源极相连（ ），曲线slope=1:AV=1。if 体端与地相连（0），曲线是非线性的，产生失真，此外由于斜率依赖直流偏压，增益值是不确定，最好不采用这种源极跟随器。在n阱CMOS工艺中，假定p

22、MOST体端与源极相连，可以只使用pMOST源极跟随器。 0源极跟随器从某种意义上是一个理想的缓冲器，将输入电压无衰减地从无穷大的输入阻抗转变为阻抗仅为1/gm的输出电压（if 体端与源极相连）。对应的双极型电路：发射极跟随器的情况并不一样。双极型晶体管有IB，有限的输入电阻 ，输出电阻也增加了另一个分量： 。一个双极型晶体管只提供在输入与输出之间的有限的隔离值 ， 越高，隔离度越好，MOST的 =，因此提供了的隔离度。双极型晶体管的输入电阻不可能像MOST源极跟随器一样是无穷大。其值从发射极看到的电阻乘 。对如前置放大电路（麦克风）是远远不够的。常采用一些发射跟随器级联的结构。r1rRBS在

23、高f下，源极跟随器的缓冲能力，幅频特性上有尖峰。小信号模型中含三种C，增益表达式复杂。研究方法用一个特定的参数为变量，画零极点图。选gm为变量，取决电流。电流表征功耗。分母含两个极点，一个零点。fd与fnd交叉处有阴影区域。这个区域中，极点是复数，Bode图中产生尖峰。此时有一最佳电流（非常小）。if 电流非常小，fd（或带宽）非常小，带宽随着I而。增大I会出现复极点，if继续到更大的电流，带宽停止。下面找这个电流值。 过复极点区域中部的跨导值为gmr。它依赖于源电阻RS和CDG(从栅到地)，增大栅极的C可减小尖峰最高处的跨导或电流来改善尖峰。阴影区域的宽度为gmr，CDGgmr-称源极跟随器

24、补偿。实际在源极跟随器前加一个lowpass filter来避免复极点出现。非主极点与零（兰线）的交叉点。这个点主极点频率比较低，得到一个纯一阶滚降，对应的gmu只依赖于源电阻。对特定的电流，源极输出器的输出阻抗曲线也表现复极点区域。以跨导作为参数的输出阻抗的极零点图，在gmr附近有复极点，导致Bode图中产生尖峰。应该避免与gmr相应电流值。但出现了另一个尖峰。零点出现的f比两个极点的f低，在大电流情况下，输出阻抗先升后降，表现感性。调节电流跨导=gmu，得到完美的一阶特性。此跨导处零点抵消了第一个极点。在低I下实现了宽带的源极跟随器，直到高f下输出阻抗都表现为阻性且=1/gmu。gmu主要

25、依赖于RS，if RS较小，电流会很大。在射极跟随器中，两种类型的尖峰更显著。应该避免与gmr相应的电流值！同样零点出现的f比两个极点f低。所以大电流情况下，输出阻抗在它变平之前先上升后下降，表现为强烈的感性。调节电流使跨导为gmu，得到一个完美一阶特性。在此跨导处零点抵消了第一个极点。在低I下实现了宽带的射极跟随器，直到高f下输出阻抗都表现为阻性，等于1/gmu。特别是对于双极型晶体管的射极跟随器，直到高f输出阻抗都变现为纯阻性，对RF电路尤其具有重要价值，eg. 可将其接到50 的传输线上。gmu ，RS，I。SR1利用源极跟随器和射极跟随器的感性输出阻抗，将其使用在需要电感的场合。在最简

26、单的形式中，源极跟随器可以具有高的源电阻RS和大直流偏置IB，而获得输出电感。但电感的品质因数低，其串联的电阻是RS。当RS比1/gm大时，输出阻抗逐渐上升，表现出感性。实际上，RS比1/gm大很多，输出阻抗表现出感性。要实现大的源电阻，可以采用其它电路，如中间的电路，这时RS= 。最好的电路是右边,这是一个反馈电路,pMOST的漏端仍然通过nMOST源极跟随器连接到它的栅端，此时RS= 。后者电路的优点是其电压降比中间的电路低，为VDSn。这对深亚微米CMOS电路是非常重要的，它们的电源电压只比1V大一点。mpg1mpg1此图给出了宽带放大器一个很好的例子。从输出极到地的C引起了带宽，在顶层

27、双极型晶体管的基极，增加了电阻使输出阻抗呈感性，电感值为L。结果产生了尖峰，带宽。可通过调节基极电阻来使带宽。它是典型的宽带放大器，如可作光接收器的跨阻放大器。用单晶体管可以构成放大器，源极跟随器和共源共栅放大器。if 不考虑晶体管作开关的情况，下面将研究第三种单晶体管电路。以后将组合这三个基本的单晶体管电路，组合成2个或3个基本的双晶体管电路。大多数模拟电路都是用单晶体管和双晶体管电路构成。 第一个放大器，跨导gm将输入电压转换成输出I。第二源极跟随器，用直流IB作偏置电流，AV=1 又称电压缓冲器。第三共源共栅放大器：用直流源IB作偏置，小输入电流信号加在源极电流上，漏端是输出极，由于无电

28、流流失，AI=1，又称电流缓冲器。之所以称电流缓冲器，Rin小，Ro大。该电路将电流精确地从低阻抗转换到高阻抗，也可以用于电流输出传感器中，如光电二极管和恒电势传感器。它们的内阻抗高达几百M ，因此需要这种阻抗转换器。多数情况下，共源共栅管输出电流通过RL转换成电压，获得一个I-V转换器或者跨阻放大器。RL增益。跨阻增益Vout/iin=AR=RL(当RL不很大)。RL不很大时， 也是较低约为 。为了获得尽可能高的增益，尽力提高RL，可通过串接一些晶体管负载来实现，问题是，这样的增益是多少？对于RL，增益？（此时Iin将无法流过）。inininRiVmg1在输入电流源上增加一个输出电阻或把负载

29、电阻限定一个有限值，当RL=，并且增加一个输出电阻RB与IB并联。这时输出电阻rDS从晶体管上分离出来，从而确定电流实际的流动。ids和iL可计算，iL=constant，它被输入电流源强制确定的。当RLRLC,iL将到0。晶体管把输入电流放大到相当大的值。gmRB比1大得多。gmrDS-单晶体管可获得的最大增益。当RL非常大时，晶体管本身的输入电阻变得。当RL 没有电流可流过晶体管。输入电流源看过去的电阻=RB，也就是电流源的输出电阻。 采用另一个晶体管代替输入电流源，如右图的2管共源共栅结构。总的电压增益=2个晶体管增益的乘积。Ro，增益。在单晶体管放大器上部串一个共源共栅管是目前最常用提

30、高增益的方法之一，当需要更大的增益时采用此方法。其它方法有：增益提高技术、自举技术、电流抵消技术、电流缺乏技术。下面了解在多高f下，共源共栅可实现此功能？当输出C是主电容时，增益带宽如图。图中的两种情况GBW不同，它们的输出电阻差距非常大。而增益带宽积却是相同的。共源共栅结构中，增益但带宽。 在低f下，共源共栅结构提高gain。与单极放大器相似，共源共栅结构AVfT但GBW=constant。(仅当RL)在一些宽带放大器中，RL很小。eg 50 .此时两种电路的输出阻抗和带宽相同。增益也相同但和GBW一样都很小。在模拟IC中为了提高gain通常使用直流电流源作为负载。因此这种共源共栅结构只在低

31、f下提高gain。 共源共栅结构以直流电流源作为load，AV非常大。输入晶体管的增益也是很大。两个晶体管中间点处的阻抗rDS1(或ro1)，从输入到该点的增益是gm1rDS1,也就是M1管的增益。M1管的Miller效应就会起作用，尤其在输入源电阻RS比较大时。问题是哪一个极点是主极点？CL产生还是CM产生的？将晶体管用小信号模型代替（gmrDS）计算总AV产生一个二阶方程，求得两个极点。if RS比较低，CL产生主极点。主极点fd取决于负载CL和rO2gm2ro1或AV2ro1.由时间常数RSCM产生的非主极点在fnd处。if RS高，CM产生的Miller效应起主导作用，非主极点fd随着

32、RS而。拐点处RS的值表为RSt，它在几十M 级，CSL通常比CM大很多，而CDG比CM稍小。小CM也能发挥作用，CM=CDS1+CDS2.if CM较小，CL又占主导地位。fnd处由Cm/gm2产生一个非主极点。if gm2与gm1相近，非主极点比GBW要大很多。CLCm，if Cm较大，ro1Cm起主导作用，但这不可能发生.此时，CmAV2CL，实际上AV2CL是一个非常大的电容值。理想电流源并不存在，必须通过晶体管实现。M3 & M4构成直流电流源，并提供高的输出电阻。if M1/M2的输出电阻M3/M4的输出电阻。Rout= 的输出电阻。带宽由CL决定，GBW与一个单晶体管相同。缺点：

33、所有管子必须工作在饱和状态，VDS=VGS-VT。if 取VGS-VT=0.2V，Voutmax0.4V，最大输出摆幅=电源电压-0.8V，这对低电源电压损失很大。21MM21它使用较为广泛，作为差分电路应用有很多优点，之所以称折叠式是串上一个pMOST而不是nMOST。由输入晶体管决定ids1向上流过M2。偏置电流IB1被平均分配两个管子中，直流电流在这两管中是相同的，两个电流的摆幅也是相同的。其它参数如gain，BW，GBW与套筒式一样，但电流的消耗是后者的2倍。最大输出电压摆幅也约相同。if 用单管实现电流源IB1,用2管串联实现IB2,那则最大输出摆幅仍是电源电压-0.8V。折叠式的两

34、倍电流消耗（与Telescope cascade比）级联结构由2单管构成。AV相同，但BW,GBW不同，级联放大器的功耗很大。 右图一个级联放大器是一个两级放大器，有两个极点，而两个极点造成稳定性问题，可通过加Miller C来解决。增加C都会导致功耗，从这个观点看，一个单极放大器通常比级联的更好，但级联的优点输出摆幅。 Regulated cascade or gain boosting 调节式共源共栅（or 增益提升技术）在深亚微米CMOS工艺，由两管得到的增益不够。对于栅极长度为90nm或更小，单管增益10！为了得到更高gain，共源共栅结构中应用反馈技术，称为调节式共源共栅（增益提高技

35、术）。这是一个并联-串联反馈，输出阻抗按反馈部分增益的倍数，总的gain以反馈部分gain倍数来增加。优点：中间节点（M3的栅极）的阻抗按反馈部分增益的倍数。增益提升进一步增加了低f增益，但并没有改变GBW。有必要将调节式共源共栅结构与普通共源共栅结构和单级放大器结构进行比较。GBW相同但gain和GB差别很大。前述gain提升放大器中仅由一只管构成了反馈部分可被一个大增益Agb的全运放代替，它的正向输入端连接到VB，该反馈系统保持晶体管M2的源极电压是一个恒定的值。在音频或更低f的低失真放大器中应用。注意：OP的GBW与共源共栅的GBW一致，否则出现极零点 对稳定性问题。 若一零极点对在波特

36、图中间出现，就会破坏稳定时间。稳定时间-输出电压在一定误差范围内达到最终值所需时间。 三种管子的概述，根据不同的源和负载阻抗：AV Zin Zout 。跨导决定一个放大器从电压到电流的增益。源极跟随器AV=1 Zout较低。共源共栅 Ai=1 Zout较高单管放大器和共源共栅结构的增益，Rout是纯阻性的无C加到上面。根据实际的电路结构，具体的值会差异很大。 bipolar transistor（ ） Rin不再是（包括 和基极电阻RB），输出阻抗也很不同。 1r电路中没有包含C,为计算增益，输出电压用来与输入电流相比较，根据输入电流源的输出电阻是无穷大还是确定值，AR结果会完全不同。 共射-共基结构的gain Rin Rout 比MOST更重要。 下面将研究基本的两管结构：电流镜，差分对！