电子线路(非线性部分)ppt课件3(第四章).ppt

1、第四章 振幅调制、解调与混频电路振幅调制、解调与混频的概念振幅调制、解调与混频的概念相关知识回顾相关知识回顾第四章 振幅调制、解调与混频电路振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等是通振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等是通信系统的基本组成电路，它们都属于频率变换电路信系统的基本组成电路，它们都属于频率变换电路。振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等都属于振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等都属于频率频率变换电路变换电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，获得具有所需要频谱的输出信号获得具有所需要频谱的输出信号频谱搬移电路频谱搬移电路（第四章：

2、振幅调制与解调、混频）（第四章：振幅调制与解调、混频）频谱非线性变换电路频谱非线性变换电路（第五章：频率调制与解调）（第五章：频率调制与解调）将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移。将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移。将输入信号频谱进行特定的非线性变换。将输入信号频谱进行特定的非线性变换。频率变换电路分为频率变换电路分为信号的三种表示法：表达式、波形图、频谱图。信号的三种表示法：表达式、波形图、频谱图。载 波复音调制波单音调制波频谱（频域）波 形（时域）表达式信号 max1mcos)(nnntnVtv tVtvcos)( tVtvccmccos)( 一、调幅波的波形、表达式与频谱一、调幅波

3、的波形、表达式与频谱4.1 频谱搬移电路的组成模型调幅波的波形调幅波的波形普通调幅波（标准调幅）普通调幅波（标准调幅）调制信号调制信号v (t) = V cos t载波载波信号信号vc(t) = Vcmcos ct c 信号的表达式信号的表达式调幅波的数学表达式ttvkVtvcamocos)()(0ttVkVcmamcoscos0ttMVcamcoscos1000,mmaacmmVVkMkVV其中调幅系数（调幅度）调幅系数（调幅度）调制信号调制信号v (t) = V cos t载波载波信号信号vc(t) = Vcmcos ctttMVtvcamcoscos1)(000mmaaVVkM%100%

4、1002/mminmmaxmminmmaxm0mminmmaxaVVVVVVVM）（若若 Ma 1过调幅失真过调幅失真vO(t) = Vm0 (1 + Ma cos t) cos ct ttVMtVcm0acm0coscoscostVMtVMtV)cos(21)cos(21coscm0acm0acm0 载波分量载波分量 上边频分量上边频分量 下边频分量下边频分量调幅波的频谱调幅波的频谱调幅波为调幅波为 ttnVkVttvkVtvnnnc1mam0cam0Ocoscoscos)()(max nmax = max / = Fmax / F， max = 2 Fmax设调制信号设调制信号 v (t)

5、 为非余弦的周期信号为非余弦的周期信号tnVtvnnnmax1mcos)(复音调制maxmax0amc1a0mcc1coscoscoscoscos()cos() 2nmcnnnmcnnVtkVnttkVtVntnt ttnVkVtvnnnc1mam0Ocoscos)(max 线性频谱搬移线性频谱搬移将将 v (t) 不不失真地转移失真地转移到载波信号到载波信号振幅上振幅上将将 v (t) 的频谱的频谱不失真地搬移不失真地搬移到的到的 c 两边两边f调制信号频谱调制信号频谱调幅波频谱调幅波频谱上边带上边带下边带下边带BWAM2Fmax调幅波带宽调幅波带宽2a02a20mcc22a-20m)cos

6、1 ()cos1 (21dcos)cos1 (21)(tMPtMVtttMVtP 载波分量产生的平均功率。载波分量产生的平均功率。2/20m0VP 单音调制的调幅信号电压在载波的一个周期内消单音调制的调幅信号电压在载波的一个周期内消耗的平均功率耗的平均功率在单位电阻上消耗的功率在单位电阻上消耗的功率调幅波的功率调幅波的功率P(t)P(t)在一个调制波周期内的平均功率在一个调制波周期内的平均功率SB02a02a0av)211 (d)cos1 (21d)(21PPMPttMPttPP 边频功率（边频功率（上、下边频分量的功率之和上、下边频分量的功率之和）)21(02aSBPMP例如：例如：Ma =

7、 0.3( (一般电台发射信号的平均调制度一般电台发射信号的平均调制度) )P0 = 0.955 Pav, , PSB = 0.045 Pav 。 结论：普通调幅波，发射效率极低。结论：普通调幅波，发射效率极低。解决办法：抑制载波。解决办法：抑制载波。SB0avPPPMa 2，则无用的组合频率，则无用的组合频率将远离有用的和频与差频成分将远离有用的和频与差频成分线性时变状态：线性时变状态：V2m很小（很小（ V2m V1m）i包含的频率成分：包含的频率成分： | p 1 2| ， p 1 参与相乘的两个信号参与相乘的两个信号（频率有高低之别），（频率有高低之别），限制哪一个信号的幅限制哪一个信

8、号的幅度更合适？度更合适？限制频率低限制频率低的信号幅度的信号幅度线性时变状态：线性时变状态：V2m很小（很小（ V2m VV2m2m，管子的，管子的导通与截止仅由导通与截止仅由 v1 控制而不受控制而不受 v2 影响时，线性时影响时，线性时变工作状态便转变工作状态便转换为开关状态。换为开关状态。 i 的频率的频率成份：成份：.53.642021212121111、单向开关函数单向开关函数)(11tvKgiD)()(1121tKvvgD tttK11113cos32cos221)( 111)12cos()12(2)1(21nntnn i 的频率成份的频率成份.53.64202121212111

9、1、组合频率成份进一步减少组合频率成份进一步减少二、平衡对称电路差分对管20111cosBvAItVvmTCCVvthIiii21021TVvthBvA2)(122012)()(2)(vtgtIVvthBvAiT 1111210)12cos()(2)2(th)(nntnxAkTqvAtI 111121)12cos()(2)2(th)(nntnxBkTqvBtg i 的频率的频率成份：成份：.53.7532121211111、不用限制不用限制v2的幅度，只要的幅度，只要I0与与v2呈线性关系即可呈线性关系即可与二极管电路比较，利用两管的平衡抵消原理，差分对管的与二极管电路比较，利用两管的平衡抵消

10、原理，差分对管的输出电流中减少了直流分量与输出电流中减少了直流分量与 p 为偶数的众多组合分量。为偶数的众多组合分量。i 的频率的频率成份：成份：.53.7532121211111、双差分电路（开关状态）双差分电路（开关状态）二极管电路（开关状态）二极管电路（开关状态）.53.642021212121111、i 的频率的频率成份：成份：)2(th)(T12C2C1VvBvAiii 1111112) 12cos() 12(4) 1(3cos34cos4)(nntnntttK 双向开关函数双向开关函数x1V1m/VT 很大很大(x1 10 ，即，即 V1m 260 mV)令令 x1 = V1m/V

11、T)cos2(th11tx 11112)12cos()(2nntnx )cos2(th11tx )(12tK 1111112)12cos()12(4)1(3cos34cos4)(nntnntttK 二极管电路（开关状态）二极管电路（开关状态）111111112212()coscos3( 1)cos(21)232(21)nnKtttntn 优点：双差分对电路无直流分量，幅度加倍优点：双差分对电路无直流分量，幅度加倍双差分电路（开关状态）双差分电路（开关状态）一、双差分对一、双差分对平衡调制器平衡调制器（扩展了（扩展了V2的动态的动态线性范围）线性范围）4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器（

12、模拟乘法器）)2(th)2(thT1T20VvVvIi )2(th)2(thT1T20VvVvIi 讨论：讨论：线性相乘的的动态范围很窄线性相乘的的动态范围很窄( (1) )若若 |v1| 26 mV， |v2| 26 mV 。2T210T1T204)2(th)2(thVvvIVvVvIi实现了实现了 v1 和和 v2 的相乘运算。的相乘运算。i 的频率成份：的频率成份：12)2(th)2(thT1T20VvVvIi i 的频率的频率成份：成份：.53212121、( (2) )v1 为任意值，为任意值，| |v2| | 26 mV，线性时变工作状态。线性时变工作状态。 111122T0)12

13、cos()(22nntnxvVIi 线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原理，进线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原理，进一步抵消了一步抵消了q 1，p 为偶数的众多组合频率分量。为偶数的众多组合频率分量。( (3)|)|v1| | 260 mV ，| |v2| | 26 mV 当当 v1 = V1mcos It，V1m 260 mV，即，即 x1 10 时，时， )(2)2(th2122T0T12T0tKvVIVvvVIi 实现开关工作。实现开关工作。i 的频率的频率成份：成份：.53212121、 11111111112) 12cos() 12(4) 1(3cos34cos4)()()(

14、nntnntttKtKtK 0221T()2Iiv KtV以上的三种工作特性中都要求以上的三种工作特性中都要求v2取小值，取小值，这种要求使这种要求使v2的动态范围受到限制的动态范围受到限制, 因此需要因此需要| |v2| | 26 mV扩展扩展v2的动态范围的动态范围例如：例如： I0 = 1 mA ，RE = 1k 则则 v2 的最大动态范围为的最大动态范围为( 250 mV，250 mV) )比不加时，扩大了约比不加时，扩大了约 10 倍。倍。)2(th2T1E2VvRvi 扩大V2线性动态范围负反馈电阻扩展负反馈电阻扩展v2的线形动态范围的线形动态范围扩展扩展 v 动态范围动态范围负载

15、电阻负载电阻载波信号载波信号调制信号调制信号调零电位器，确调零电位器，确保保 v = 0 时时 i = 0T7T8 偏置电阻偏置电阻T5T6 偏置电阻偏置电阻T1T2 偏偏置电阻置电阻XFC1596 集成平衡调制器（MC1596）负反馈电阻扩展负反馈电阻扩展v2的线形动态范围的线形动态范围能否用相同的方式扩能否用相同的方式扩展展v1的线形动态范围？的线形动态范围？)2(th2T1E2VvRvi 图图 4- -2- -10模拟相乘器原理电路模拟相乘器原理电路输出差值电压输出差值电压 线性动态范围线性动态范围vO = (i i)RC= iRC21M21E2E10C4vvAvvRRIR AM 相乘器

16、的增益。相乘器的增益。 二、 双差分对模拟相乘器（模拟乘法器）二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器组成电路)()(32410iiiii二极管双平衡混频器是另一类工作在开关状态的相组件vL足够大，控制足够大，控制D1D4工作在开关状态工作在开关状态vL0，D2与与D3导通、导通、 D1与与D4截止截止vL0时时二极管平衡混频器组成电路二极管平衡混频器组成电路0)(0)(L23LD3SL32LD2SRiivRivRiivRiv140iiS23LD22viiRRD2与与D3截止截止D1与与D4导通导通二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器组成电路vL0时时230iiS

17、14LD22viiRR同理可得二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器组成电路SLD23S11LD2020022LLvvRRiivvktRRtkRRvvRRvviiLL11DLSDLS412202200二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器组成电路tkRRviiL1DLS3222tkRRviiL1DLS4122)()(3241Oiiiii K1( Lt ) K1( Lt)DLS22RRv K2( Lt) DLS22RRv SLLLD244coscos323vttRR ntkRRviLo2DLS22与单个二极管电路的线性时变状态（开关与单个二极管电路的线性时变状态（开关状态）比较，少了

18、哪些频率成分？状态）比较，少了哪些频率成分？smLD4*2VRR iI = cos( L c)t输出中输出中频电流频电流二、混频损耗Sv混频器混频器IvLv高频信号高频信号本振本振信号信号中频信号中频信号功率功率PS功率功率PI)(lg10dBPPLISC输出中输出中频电流频电流smLD4*2VRR iI = cos( L c)t输出中输出中频功率频功率LsLLsIRVRRVP12222tRVCLLsmRRDLcos2输入电流输入电流输入电流中仅有高频电流输入电流中仅有高频电流)()()()(32412341iiiiiiiiiiK1( Lt ) K1( Lt)DLS22RRv DLS22RRv

19、LSRvDLRR输入高输入高频功率频功率LssLssisRVVRVVIP2输入高输入高频功率频功率LssLssisRVVRVVIP2输出中输出中频功率频功率LsLLsIRVRRVP12222混频混频损耗损耗考虑到变压器的损耗，实际混频损耗约考虑到变压器的损耗，实际混频损耗约68dBdBPPLIsC44lg10lg102地位：地位：超外差接收机的重要组成部分。超外差接收机的重要组成部分。作用：作用：将输入高频信号变换为固定的中频信号。将输入高频信号变换为固定的中频信号。重要性：重要性：靠近天线，直接影响接收音机的性能。靠近天线，直接影响接收音机的性能。种类：种类： 一般接收机中：三极管混频器。一

20、般接收机中：三极管混频器。 高质量通信接收机：高质量通信接收机： 二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。 4.3混频电路4.3.1通信接收机中的混频电路一、主要性能指标一、主要性能指标1混频增益混频增益 输出中频信号电压输出中频信号电压 Vi( (或功率或功率PI) )对输入信号电压对输入信号电压 Vs( (或功率或功率 PS) )的比值，用分贝表示为的比值，用分贝表示为 IcS10lgPGPics20lgVAV2噪声系数噪声系数输入信号噪声功率比输入信号噪声功率比 (PS/Pn)i 对输出中频信号噪声功率比对输出中频信号噪声功率比 (PI/P

21、n)o 的比值，即的比值，即 SniIno(/)10lg(/)PPNFPP接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路，若无高频放接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路，若无高频放大器，主要由混频电路决定。大器，主要由混频电路决定。31 dB 压缩电平压缩电平( (PI1dB ) )图图 4- -3- -11 dB 压缩电平压缩电平当当 PS 较小时，较小时， PI 随随 PS 线性增大，混频增益为定值线性增大，混频增益为定值当当 PS 较大时，较大时， PI 随随 PS 增大趋于缓慢。增大趋于缓慢。定义：定义：比线性增长低比线性增长低 1 dB 时所对应时所对应的输出中频功率电平，称的输出中频功率

22、电平，称 1dB 压缩压缩电平，用电平，用 PI1dB 表示。表示。 意义：意义：PI1dB 所对应的所对应的 PS 是混频器动是混频器动态范围的上限电平。态范围的上限电平。 4混频失真混频失真来源来源 接收机输入端存在的干扰信号；接收机输入端存在的干扰信号； 混频器件非线性，使输出电流包含众多无用组合混频器件非线性，使输出电流包含众多无用组合频率分量，若某些靠近中频，则中频滤波器无法将它频率分量，若某些靠近中频，则中频滤波器无法将它们滤除，叠加在有用中频信号上，引起的失真称为混们滤除，叠加在有用中频信号上，引起的失真称为混频失真。频失真。5隔离度隔离度混频器各端口之间在理论上应相互隔离，确保

23、任一混频器各端口之间在理论上应相互隔离，确保任一端口上的功率不会窜到其他端口上。端口上的功率不会窜到其他端口上。实际上，总有极少量功率在各端口之间窜扰实际上，总有极少量功率在各端口之间窜扰定义：定义：本端口功率与其窜扰到另一端口的功率之比本端口功率与其窜扰到另一端口的功率之比( (用分贝表示用分贝表示) )。意义：意义：用来评价窜扰大小的性能指标。用来评价窜扰大小的性能指标。信号串扰危害信号串扰危害本振端口功率向输入端口的窜扰危害最大，本振端口的本振端口功率向输入端口的窜扰危害最大，本振端口的本振功率都比较大，当它窜扰到输入信号端口时，就会本振功率都比较大，当它窜扰到输入信号端口时，就会通过输

24、入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐射，严重干扰邻近接收机。射，严重干扰邻近接收机。 二极管环形混频器和双差分对混频器二极管环形混频器和双差分对混频器高性能接收机高性能接收机混频器种类混频器种类二极管环形混频器双差分对平衡混频器1二极管环形混频器二极管环形混频器系列产品：系列产品：Level7、Level17、Level23本振功率本振功率: : 7 dBm( (5 mW) )，17 dBm( (50 mW) )，23 dBm( (200 mW) )本振功率电平越高，相应的本振功率电平越高，相应的 1 dB 压缩电平也就越高，混压缩电平也就

25、越高，混频器的动态范围就越大。频器的动态范围就越大。优点：优点：频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。 缺点：缺点：无混频增益、端口间的隔离度较低。无混频增益、端口间的隔离度较低。2双差分对平衡混频器双差分对平衡混频器( (AD831) )工作频率工作频率: : 500 MHz 优点：混频增益大；端口间隔离度高；输入端只需要电压优点：混频增益大；端口间隔离度高；输入端只需要电压 激励，一般不必加功率匹配网络激励，一般不必加功率匹配网络缺点：噪声系数较大，动态范围小缺点：噪声系数较大，动态范围小4.3.2三极管混频电路一、工作原理一、工作原理L1C1 ：

26、 输入信号回路，调谐在输入信号回路，调谐在 fcL2C2 ：输出中频回路，调谐在：输出中频回路，调谐在 fIvBE = VBB0 + vL + vSiC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS线性时变状态线性时变状态高频信号很弱，三极管对其呈线性状态高频信号很弱，三极管对其呈线性状态详细定量推导详见教材详细定量推导详见教材iC f(vBE) IC0(vL) + gm(vL) vS图图 4- -3- -5 gmc随随 VLm 变化的特性变化的特性在中波广播收音机中，在中波广播收音机中，这个最佳的这个最佳的 VLm 约为约为 20 200 mV。反之，。反之，当当 VLm 一定时，改

27、变一定时，改变 VBB0( (或或 IEQ) ) 时，时，gmc 也会相应变化。实验也会相应变化。实验指出，指出，IEQ 在在 0.2 1 mA 时，时，gmc 近似不近似不变，并接近最大值。变，并接近最大值。混频增益与本振信号幅混频增益与本振信号幅度的关系度的关系4.3.3混频失真干扰哨声干扰哨声(混频器特有混频器特有)寄生通道干扰寄生通道干扰(混频器特有混频器特有)交叉调制失真（交调失真交叉调制失真（交调失真）(混频器、高中频都有混频器、高中频都有)互相调制失真（互调失真）互相调制失真（互调失真）(混频器、高中频都有混频器、高中频都有)产生的根本原因：产生的根本原因：混频器相乘特性不理想导

28、致组合频率成份混频器相乘特性不理想导致组合频率成份混频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF音频啸叫音频啸叫|p fLq fC|fI F1FI干扰哨声干扰哨声c1IpFffq pq pc1Ipffqp简化为简化为干扰哨声：干扰哨声：由输入由输入有用信号有用信号产生，输出产生的组合产生，输出产生的组合频率分量和中频信号频率接近频率分量和中频信号频率接近寄生通道干扰：由输入寄生通道干扰：由输入干扰信号干扰信号产生产生干扰干扰fMfI混频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI

29、）fCfLf IfL fSfIFF|p fLq fM|fM造成造成干扰干扰寄生通道干扰最强的寄生最强的寄生通道干扰通道干扰中频干扰（中频干扰（p=0,q=1,fM=fI）镜像干扰（镜像干扰（p=1,q=1,fK=Fc+2fI）p、q越小，干扰越强越小，干扰越强fMfI|0 fL1 fM| fI混频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF干扰干扰fM|p fLq fM|fIfM造成造成干扰干扰中频干扰（中频干扰（p=0,q=1）中频干扰镜像镜像干扰干扰fMfL fI fK|1 fL1 fK| fIfLfCfKfIfI混

30、频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF干扰干扰fM|p fLq fM|fIfM造成造成干扰干扰镜像干扰减小寄生通道干扰的措施减小寄生通道干扰的措施混频前加强滤波（或陷波）混频前加强滤波（或陷波）减少组合频率干扰（参考减少组合频率干扰（参考4.2）对镜像干扰，可采取二次混频减小干扰对镜像干扰，可采取二次混频减小干扰第一次混频采用较高的第一次混频采用较高的中频，使镜像干扰远离中频，使镜像干扰远离接收的信号，便于滤除接收的信号，便于滤除图图 4- -3- -10二次混频接收机组成方框图二次混频接收机组成方框图干扰干扰f

31、MfM造成造成干扰干扰fL |r fCs fM|fI|r fCs fM|fC混频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF收听到有用台信号的同时可听到干扰台的声音，收听到有用台信号的同时可听到干扰台的声音，但有用台停播时，干扰台声音随之消失但有用台停播时，干扰台声音随之消失现象：现象：交调失真交调失真：交调失真：混频器除了对一些特定频率的干扰形成寄生通混频器除了对一些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，道干扰外，任意频率任意频率的干扰信号也会产生交调失真的干扰信号也会产生交调失真混频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中

32、放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF现象：现象：干扰干扰fM1fM2fL |r fM1s fM2|fI| r fM1s fM2 |fCfM1及及fM2造成干扰造成干扰互调失真收听到有用台信号的同时可听到另两个干扰台的声音，收听到有用台信号的同时可听到另两个干扰台的声音，即使有用台停播，干扰台声音也不会消失即使有用台停播，干扰台声音也不会消失互调失真：输入端有互调失真：输入端有两个两个干扰信号干扰信号r、s越小，组合频率分量的频率有可能接近越小，组合频率分量的频率有可能接近Fi 互调失真互调失真越大越大fM1 fM2 fC时，时，2 fM1 fM2 f

33、Cr s3三阶互调失真三阶互调失真混频器混频器（非理想相乘）（非理想相乘）中放中放检波检波（频谱向下搬移（频谱向下搬移fI）fCfLf IfL fSfIFF干扰干扰fM1fM2fL |r fM1s fM2|fI| r fM1s fM2 |fCfM1及及fM2造成干扰造成干扰互调失真2 2提高混频器前端电路的选择性提高混频器前端电路的选择性（混频前加强滤波）（混频前加强滤波）3 3选择适当的中频频率选择适当的中频频率, ,二次混频二次混频1 1减少组合频率减少组合频率抑制干扰（混频失真）的措施4.4 振幅调制与解调电路一、振幅调制电路一、振幅调制电路高电平调幅高电平调幅低电平调幅低电平调幅丙类功

34、率放大与调制合二为一丙类功率放大与调制合二为一功率放大之前进行调幅功率放大之前进行调幅效率高、但调制线性差效率高、但调制线性差调制线性好，但（发射机）效率低调制线性好，但（发射机）效率低高电平调幅电路基极调幅基极调幅集电极调幅集电极调幅工作在欠压状态工作在欠压状态工作在过压状态工作在过压状态滤波匹滤波匹配电路配电路高频扼高频扼流圈流圈集电极调幅电路基极调幅电路低电平调制电路采用集成模拟乘法器或双差分平衡调制器采用集成模拟乘法器或双差分平衡调制器采用二极管平衡电路采用二极管平衡电路单边带发射机（滤波法实现）相对频率间隔越大，滤波越容相对频率间隔越大，滤波越容易易频谱搬移过程频谱搬移过程4.4.2

35、 二极管包络包络检波电路仅适合于包含载波的调幅方式：普通调幅仅适合于包含载波的调幅方式：普通调幅残留边带调幅残留边带调幅大信号检波：大信号检波：v vS足够大足够大二极管伏安特二极管伏安特性用折线近似性用折线近似快速快速充电充电缓慢缓慢放电放电RLC越大，越大，滤波效果越好滤波效果越好CLCR1RLC构成低通滤波器构成低通滤波器为了提高效率，要求为了提高效率，要求DLRR tVtCmScos)(vmOAVVVimiRVP2/2LmLOAVLRVRVP/22输入电阻能量守恒imiRVP2/2LmLOAVLRVRVP/22LDLiPPPPLiRR21二极管包络检波电路中的失真二极管包络检波电路中的

36、失真惰性失真（对角切削失真）惰性失真（对角切削失真）负峰切割失真（底部切割失真）负峰切割失真（底部切割失真）RLC太大，电容放电速度太大，电容放电速度跟不上包络下降的速度跟不上包络下降的速度快速快速充电充电缓慢缓慢放电放电惰性失真（对角切削失真）( (a) )( (b) )图图 4- -4- -9惰性失真惰性失真( (a) )不产生惰性失真不产生惰性失真( (b) )产生惰性失真产生惰性失真避免惰性失真的条件避免惰性失真的条件aaLMMCR211mtttV 1Otttv tVVVmmcosMv0a0交流直流L0mRViD直流tRViiDcos/RM2L0ma交流负峰切割失真（底部切割失真）iD

37、L0mRViD直流tRViiDcos/RM2L0ma交流tRVViiiiDDDcos/RMR2L0maL0m交流直流iD如果如果Ri2太小（检波器的太小（检波器的交直流负载相差太大）交直流负载相差太大）2L0maL0m/RMRiRVV在在cos t为负峰值附近，为负峰值附近，iD0tRVViiDcos/RMR2L0maL0m但二极管电流不可能小于但二极管电流不可能小于0，此时只可能是二极管截止此时只可能是二极管截止负峰切割失真负峰切割失真iD避免负峰切割失真的条件避免负峰切割失真的条件22iLiRRRMa采取的措施采取的措施减小检波器交直流负载的差距减小检波器交直流负载的差距或插入高输入阻抗的

38、缓冲器（例如射极跟随器）或插入高输入阻抗的缓冲器（例如射极跟随器）设计考虑设计考虑二极管的选择二极管的选择导通电阻小、结电容小（工作频率高）导通电阻小、结电容小（工作频率高）加上弱正偏，克服死区电压的影响加上弱正偏，克服死区电压的影响RL和和C的选择的选择从滤波能力考虑，从滤波能力考虑，RLC要大要大从避免惰性失真从避免惰性失真考虑，考虑，RLC要小要小CLCR105aaLMMCR21为保证最低的输入电阻为保证最低的输入电阻Ri为避免负峰切割失真，为避免负峰切割失真，RL不能太大不能太大aaLCMMCR21105iLRR3222iLiRRRMa2maxmax1iaaLRMMR为减弱二极管为减弱

39、二极管结电容的影响结电容的影响aaLCMMCR211052maxmax132iaaLiRMMRRDCC104.4.3 同步检波电路图图 4- -4- -13用二极管包络检波器用二极管包络检波器构成的同步检波器构成的同步检波器电路电路：相乘器相乘器 + 低通低通双边带调幅波叠加载波双边带调幅波叠加载波二极二极管包络检波二极二极管包络检波vS 与与 vr 叠加，合成叠加，合成为普通调幅信号为普通调幅信号适合于所有调幅方式适合于所有调幅方式4同步检波的关键同步检波的关键：产生与载波同频同相的同步信号产生与载波同频同相的同步信号调幅波限幅滤波调幅波限幅滤波适用于普通调幅及残留边带调幅适用于普通调幅及残留边带调幅振荡器恢复载波导频控制振荡器恢复载波导频控制适用于双边带调幅和单边带调幅适用于双边带调幅和单边带调幅双边带调幅波平方滤波分频双边带调幅波平方滤波分频适用于双边带调幅适用于双边带调幅* 4.5参量混频电路 *