传输线及S参数-PPT课件.ppt

1、第3章微波基础和常用无源器件1各种微波集成传输系统微带线微带线共面波导共面波导槽线槽线鳍线鳍线介质波导介质波导镜像线镜像线H形波导形波导G形波导形波导准准TEM波传波传输线输线 非非TEM波传波传输线输线 开放式介开放式介质波导质波导半开放式半开放式介质波导介质波导2射频电路中常用的传输线 双线传输线；双线传输线； 同轴传输线；同轴传输线； 微带线；微带线；电波在无损耗传输线内流动原理图。红色电波在无损耗传输线内流动原理图。红色代表高电压，蓝色代表低电压。黑色圆点代表高电压，蓝色代表低电压。黑色圆点代表电子。传输线接于阻抗匹配的负载电代表电子。传输线接于阻抗匹配的负载电阻（右边的盒子）上，波形

2、完全被吸收。阻（右边的盒子）上，波形完全被吸收。3双线传输线缺点：导体发射的电和磁力线延伸到无限远，并影响附近的缺点：导体发射的电和磁力线延伸到无限远，并影响附近的电子设备；导体类似一个大天线，辐射损耗大；（仅用于电电子设备；导体类似一个大天线，辐射损耗大；（仅用于电视设备中）视设备中）4同轴传输线外导体通常接地，所以辐射损耗和场干扰都特别小，适合高外导体通常接地，所以辐射损耗和场干扰都特别小，适合高频传输。频传输。5几个常用的概念 特征阻抗、输入阻抗特征阻抗、输入阻抗 反射系数；反射系数； 驻波比；驻波比； S参数参数67ztEExxcos0z ,m0 20 40 60 80 100 120

3、 140 160 180 2000 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0V(z, t)V(z, t) 20 10 0-10-20 20 10 0-10-20t ,s-VAVVBzVz=RGVARLABVGzlll相速度相速度1,10,1rrMHzf当当时，时， =94.86m设导线方向与设导线方向与z 轴方向一致，长度为轴方向一致，长度为1.5cm，忽，忽略其电阻，在略其电阻，在f=1MHz时电压空间变化不明显。时电压空间变化不明显。当当 f =10GHz时，时， =0.949cm，与导线长度相似，与导线长度相似，测量结果如图。测量结果如图。传输线基本

4、理论V(z+ z)z+ z L2R2GR1L1Czz+ z -z+I(z+ z)I(z)V(z)-+当频率高到必须考虑电压和电流当频率高到必须考虑电压和电流的空间特性时，基尔霍夫定律不的空间特性时，基尔霍夫定律不能直接应用，而要用分布参量能直接应用，而要用分布参量R、L、C和和G表示表示(根据经验，当分立根据经验，当分立元件平均尺寸大于波长元件平均尺寸大于波长1/10时应时应该应用传输线理论该应用传输线理论)。CjGLjRZ0特性阻抗：特性阻抗：CLZ 0无耗时：无耗时：R=G=08沿线电压分布和电流分布 LZ2I2U0Zz zZin沿线电压和电流沿线电压和电流 0012210211ZZZZA

5、AzIzIeAeAZzIzUzUeAeAzUllrizjzjrizjzj 注意正方向的选取注意正方向的选取！ +表示沿表示沿+z方向传播方向传播 - 表示沿表示沿 -z方向方向传播传播9cf /2输入阻抗 传输线上任意一点电压与电流之比称为阻抗，它与导波系传输线上任意一点电压与电流之比称为阻抗，它与导波系统的状态特性密不可分。统的状态特性密不可分。 微波阻抗是不能直接测量的，只能借助于状态参量的测量微波阻抗是不能直接测量的，只能借助于状态参量的测量而获得。而获得。)tan(j)tan(j)()()(00012120inzZZzZZZeAAeeAAeZzIzUzZllzjzjzjzj均匀无耗传输

6、线的输入阻抗为均匀无耗传输线的输入阻抗为 结论结论 均匀无耗传输线上任意一点的输入阻抗与观察点的位置、传输线的特性均匀无耗传输线上任意一点的输入阻抗与观察点的位置、传输线的特性阻抗、终端负载阻抗及工作频率有关，且一般为复数，故不宜直接测量。阻抗、终端负载阻抗及工作频率有关，且一般为复数，故不宜直接测量。 由于由于tan (z+ /2)= tan( z)，所以所以Zin (z+ /2)= Zin(z)，即传输线上的阻抗具即传输线上的阻抗具有有 /2的周期性。的周期性。10例例1 一根特性阻抗为一根特性阻抗为50 、长度为、长度为0.1875m的无耗均匀线，的无耗均匀线，其工作频率为其工作频率为2

7、00MHz，终端接有负载终端接有负载Zl=40+j30 ，试求其试求其输入阻抗。输入阻抗。 解：工作频率解：工作频率f= 200MHz ，故相移常数故相移常数 =2 f/c= 4 /3,由于由于 Zl=40+j30 、 Z0=50 、z=l= 0.1875m，因而得输入阻抗因而得输入阻抗)(100tanjtanj000lZZlZZZZllin结论：若终端负载为复数，传输线上任意点处输入阻抗一结论：若终端负载为复数，传输线上任意点处输入阻抗一般也为复数，但若传输线的长度合适，则其输入阻抗可变般也为复数，但若传输线的长度合适，则其输入阻抗可变换为实数，这也称为传输线的阻抗变换特性。换为实数，这也称

8、为传输线的阻抗变换特性。 11反射系数 (reflection coefficient) )()()()()(zIzIzUzUzirirn对无耗传输线对无耗传输线 ，终端负载为终端负载为Zl，则则 jlllllZZZZAAj0012ezlzlzllzzlZZZZAAz2j2 j2 j00j1j2eeeee)(n对均匀无耗传输线来说，任意点反射系数大小相等，沿线只有相位按周对均匀无耗传输线来说，任意点反射系数大小相等，沿线只有相位按周期变化，其周期为期变化，其周期为 ，即反射系数具有，即反射系数具有 重复性。重复性。2/2/反射系数反射系数 ：传输线上任意一点处的反射波电压（或电流）与入射波电传

9、输线上任意一点处的反射波电压（或电流）与入射波电压（或电流）之比，即压（或电流）之比，即式中式中称为称为终端反射系数终端反射系数12当当z=0时时 (0)= l ，则终端反射系数则终端反射系数输入阻抗与反射系数的关系传输线上电压、电流又可以表示为传输线上电压、电流又可以表示为)(1e)()()()(1e)()()(j01j1zZAzIzIzIzAzUzUzUzrizri)(1)(1)()()(0inzzZzIzUzZ0in0in)()()(ZzZZzZz1200AAZZZZlll于是有于是有上式也可写成上式也可写成输入阻抗与输入阻抗与反射系数反射系数有一一对应有一一对应的关系！的关系！13讨论

10、n当当 时，时， 0ZZl0ln当终端开路当终端开路 或短路或短路 或接纯电抗负载时，终端反射系数或接纯电抗负载时，终端反射系数lZ0lZ1l它它表明传输线上没有反射波，只存在由电源向负载方向传播的行波表明传输线上没有反射波，只存在由电源向负载方向传播的行波 此时表明入射到终端的电磁波全部被反射回去此时表明入射到终端的电磁波全部被反射回去 。n而当终端负载为任意复数时，一部分入射波被负载吸收，一部分被反射而当终端负载为任意复数时，一部分入射波被负载吸收，一部分被反射回去。回去。n当传输线特性阻抗一定时，输入阻抗与反射系数有一一对应的关系，因当传输线特性阻抗一定时，输入阻抗与反射系数有一一对应的

11、关系，因此，输入阻抗可通过反射系数的测量来确定。此，输入阻抗可通过反射系数的测量来确定。141200AAZZZZlll)(1)(1)()()(0inzzZzIzUzZ 驻波比（standing wave ratio (VSWR)）)1 ()1 (minminmaxmaxliriliriUUUUUUUU11ln电压驻波比电压驻波比传输线上电压最大值与电压最传输线上电压最大值与电压最小值之比，衡量失配程度小值之比，衡量失配程度n电压驻波比电压驻波比为为n反射系数大小用反射系数大小用驻波比来表示为驻波比来表示为llUUVSWR11minmax(1 )15VSWR1驻波比Incident wave (

12、blue) is fully reflected (red wave) out of phase at short-circuited end of transmission line creating a net voltage (black) standing wave. =-1, SWR=.Standing waves on transmission line, net voltage shown in different colors during one period of oscillation. Incoming wave from left (amplitude = 1) is

13、 partially reflected with (top to bottom) = .6, -.333, and .860. Resulting SWR = 4, 2, 9.16小结 特征阻抗：特征阻抗是微波传输线的固有特性，它等于模式电压与模式电流特征阻抗：特征阻抗是微波传输线的固有特性，它等于模式电压与模式电流之比。无耗传输线的特征阻抗为实数，有耗传输线的特征阻抗为复数。在做之比。无耗传输线的特征阻抗为实数，有耗传输线的特征阻抗为复数。在做PCB板设计时，需要考虑匹配问题，考虑信号线的特征阻抗是否等于所连接板设计时，需要考虑匹配问题，考虑信号线的特征阻抗是否等于所连接前后级部件的阻抗。

14、当不相等时会产生反射，造成失真和功率损失。前后级部件的阻抗。当不相等时会产生反射，造成失真和功率损失。 反射系数：反射系数：00ZZZZll 驻波比：驻波系数是衡量负载匹配程度的一个标志，它在数值上等于驻波比：驻波系数是衡量负载匹配程度的一个标志，它在数值上等于-11VSWR 回波损耗：也是用来反映端口匹配状况的。回波损耗表示端口的反射波回波损耗：也是用来反映端口匹配状况的。回波损耗表示端口的反射波功率与入射波功率之比。功率与入射波功率之比。）（回波损耗log2017u 反射系数的取值范围是反射系数的取值范围是01，驻波比的取值范围是，驻波比的取值范围是1，射频接口中一，射频接口中一般要求驻波

15、系数小于般要求驻波系数小于2.0。u 驻波比恶化意味着信号反射比较厉害，也就是负载和传输线的匹配效驻波比恶化意味着信号反射比较厉害，也就是负载和传输线的匹配效果比较差，驻波比差会使传输效果变差，通道增益下降，以至于灵敏果比较差，驻波比差会使传输效果变差，通道增益下降，以至于灵敏度下降度下降。u 当反射系数为当反射系数为0时时,驻波比为驻波比为1,当反射系数接近当反射系数接近1(实际情况下不可能为实际情况下不可能为1)时时,驻波比取值接近驻波比取值接近无穷大。无穷大。u 回波损耗回波损耗26dB时，反射系数为时，反射系数为0.05，驻波比为：，驻波比为：1.1，驻波比为，驻波比为2的时的时候，回

16、波损耗候，回波损耗9.5dB。 18开路传输线、短路传输线，开路传输线、短路传输线，/4传输线传输线单端口和多端口网络 网络模型可以大量减少无源和有源器件数目；避开电路的复杂性和非网络模型可以大量减少无源和有源器件数目；避开电路的复杂性和非线性效应；简化网络输入和输出特性的关系；最重要的是不必了解系统内线性效应；简化网络输入和输出特性的关系；最重要的是不必了解系统内部的结构就可以通过实验确定网络输入和输出参数。部的结构就可以通过实验确定网络输入和输出参数。基本定义基本定义多端口多端口 网络网络-i4+v4单端口单端口 网络网络-i1+v1-iN-1+vN-1双端口双端口 网络网络-i2+v2-

17、i1+v1-i1+v1-i3+v3-iN+vN-i2+v24 端口端口N 端口端口2 端口端口3 端口端口1 端口端口N-1端口端口NNiZiZiZv22221212NNNNNNNNiiiZZZZZZZZZvvv2121222211121121NNiZiZiZv12121111NNNNNNiZiZiZv2211mkforimnnmkivZ0其中阻抗阻抗矩阵矩阵19mkvmnnmkviY0其中同理：NNNNNNNNvvvYYYYYYYYYiii2121222211121121例例 求形网络的阻抗矩阵和导纳矩阵。解：解：i2v2+-+ZCZAv1ZBi1BvZviY1021121BAvZZviY1

18、1011112CBvZZviY11022221BvZviY1012212CBACAiZZZZZivZ021121CBACBAiZZZZZZivZ011112CBABACiZZZZZZivZ022221CBACAiZZZZZivZ012212结论：通过假设网络端口为开路或短路状态，容易测得全部参数，且互易。结论：通过假设网络端口为开路或短路状态，容易测得全部参数，且互易。导纳导纳矩阵矩阵利用矩阵，可以进行网络串联、并联计算。利用矩阵，可以进行网络串联、并联计算。20用散射参量表征器件的特性在绝大多数涉及射频系统的技术资料和数据手册中，经常用到在绝大多数涉及射频系统的技术资料和数据手册中，经常用到

19、散射参量（散射参量（S参数），其重要原因在于：参数），其重要原因在于：实际接收系统的特性不能采用终端开路、短路的测量方法；实际接收系统的特性不能采用终端开路、短路的测量方法；当采用导线形成短路线时，导线本身存在电感，而且其电感当采用导线形成短路线时，导线本身存在电感，而且其电感量在高频下非常大；量在高频下非常大；若采用终端开路，也会在终端形成负载电容，另外，当涉及若采用终端开路，也会在终端形成负载电容，另外，当涉及电波电波传播时也并不希望发射系数的模等于电波电波传播时也并不希望发射系数的模等于1例如，终端的不连续性将导致有害的电压、电波反射，并产生例如，终端的不连续性将导致有害的电压、电波反射

20、，并产生可能造成器件损坏的振荡。可能造成器件损坏的振荡。利用利用S参量，就避开了不现实的终端条件；参量，就避开了不现实的终端条件；21S 参量的定义参量的定义散射参量(S) 注意到注意到an=0 的条件意味着两个端口都没有功率波返回网络，这只能在两的条件意味着两个端口都没有功率波返回网络，这只能在两端传输线都匹配时才成立。端传输线都匹配时才成立。b2 Sa2b1a1定义S 参量： 其中：002 ZIZVbnnn定义归一化入射电压波：0/ ZbaInnn相减：002 ZIZVannn0ZbaVnnn相加：所以： ，00/ZIZVbnnn00/ZIZVannn定义归一化反射电压波：21222112

21、1121aaSSSSbbjnajiijnabS0 实际的射频系统不能采用终端开路实际的射频系统不能采用终端开路(电容效应电容效应)或短路或短路(电感效应电感效应)的测量方的测量方法，另外终端的不连续性将导致有害的电压电流波反射，并产生可能造成器法，另外终端的不连续性将导致有害的电压电流波反射，并产生可能造成器件损坏的振荡。件损坏的振荡。22S 参量的物理意义测量测量S22和和S12, 为保证为保证a1= 0，必须使，必须使 ZG=Z0则：2121002020102112222/111GGVIaVVVVZIZVZVabS0022022221ZZZZVVabSoutoutoutab2 Sa2=0b

22、1a1VG1Z0Z0ZLZ0测量测量S11和和S21, 为保证为保证a2= 0，必须使，必须使 ZL=Z0则：1212001010201221222/222GGVIaVVVVZIZVZVabS0011011112ZZZZVVabSinininab2 Sa1=0b1a2VG2Z0Z0ZGZ0反向电压增益反向电压增益正向电压增益正向电压增益23输入端的反射系数：输入端的反射系数：11Sin （输出匹配）（输出匹配）输出端的反射系数：输出端的反射系数：11111111SSZininin （输入匹配）（输入匹配）0 LS若若012 S或或021 S或或22Sout 22221111SSZoutouto

23、ut 2425例例 假设一假设一3dB衰减网络插入到衰减网络插入到 Z0 = 50的的传输线中，求该网络的传输线中，求该网络的S 参量和电阻。参量和电阻。由于网络必须匹配，所以：S11= S22= 0R2R3R1衰减网络解：505050505050212323123232RVRRRRRRRRRV在3dB衰减条件下：则：50505023231RRRRRZinS11和S21测试电路根据对称性联立得：R1= R2= 8.58 ， R3=141.4 12121221707. 02SVVVVSGR2R1R350 RF衰减器RF电路上常用的衰减器结构有T型和型两种,结构如下图所示:衰减值计算:定义:Rin

24、s 为输出短路时的输入电阻,Rino 为输出开路时的输入电阻.Ro=SQRT(Rins*Rino)m=R2/R1A=(1+m+SQRT(1+2m)/mAtten.(dB)=20Log(a) 我们可以将很多常用的RF电路简化为上图的双端口网络模型,其中:1.端口1为输入端口,端口2为输入端口;2.Zs为输入信号源阻抗,ZL为负载阻抗;3.a1为端口1输入功率，b1为端口1输出功率(包括反射)4.a2为端口1输入功率，b2为端口1输出功率(包括反射)定义: a1=S11a1+S21a2 b2=S12a1+S22a2a2=0时: S11=b1/a1 S21=b2/a1a1=0时: S22=b2/a2

25、 S12=b1/a2双端口网络和S参数(c) 双端口网络双端口网络: S11=b1/a1,可以认为是双端口网络输出端匹配可以认为是双端口网络输出端匹配时输入端口的反射系数。时输入端口的反射系数。 双端口网络双端口网络: S21=b2/a1,可以认为是双端口网络输出端匹配可以认为是双端口网络输出端匹配时的增益时的增益(Gain,此时双端口网络为功率放大器此时双端口网络为功率放大器)或插入损耗或插入损耗(Insertion Loss,此时双端口网络为衰减器此时双端口网络为衰减器)。 双端口网络双端口网络: S22=b2/a2,可以认为是双端口网络在输入端接可以认为是双端口网络在输入端接上匹配负载后

26、输出端的反射系数。上匹配负载后输出端的反射系数。 双端口网络双端口网络: S12=b1/a2,可以认为是双端口网络在输入端接可以认为是双端口网络在输入端接上匹配负载后的反向增益或反向插入损耗。上匹配负载后的反向增益或反向插入损耗。S 参量的测量R A BRFDUT直流电流双定向耦合器待测元件T 形接头双定向耦合器T 形接头5050矢量网络分 析仪测量S11和S21的实验系统 射频源射频源RF输出射输出射频信号，测量通道频信号，测量通道R用于测量入射波，同用于测量入射波，同时也作为参考端口。时也作为参考端口。通道通道A和和B用于测量反用于测量反射 波 和 传 输 波射 波 和 传 输 波(S11

27、=A/R，S21=B/R)。 若要测量若要测量S12和和S22，则必须将待测元件反则必须将待测元件反过来连接。过来连接。30设置键设置键功能键功能键数据输入键数据输入键导航键导航键Port1Port2/RF in31微带传输线微带线易于有源、无微带线易于有源、无源电路的集成；源电路的集成；载流导带下面的接地载流导带下面的接地平面可阻挡额外的场泄平面可阻挡额外的场泄露，降低辐射损耗。露，降低辐射损耗。单层单层pcb的缺点是也的缺点是也有较高的辐射损耗和邻有较高的辐射损耗和邻近导带之间的串扰；可近导带之间的串扰；可选用高介电常数和多层选用高介电常数和多层板来解决这个问题；板来解决这个问题；32hw

28、微带线是由沉积在微带线是由沉积在介质基片上的金属介质基片上的金属导体带和接地板构导体带和接地板构成的一个特殊传输成的一个特殊传输系统，导体带系统，导体带宽度宽度为为w、厚度为、厚度为t插入金属板微带线的演化过程及结构33a.重要的几何参数重要的几何参数基片厚度（基片厚度（d）；）；微带线宽度（微带线宽度（W）；）；金属厚度；金属厚度；在较高频率上还要在较高频率上还要 考虑粗糙度等。考虑粗糙度等。微带线的基本结构34b.重要的电磁参数重要的电磁参数介质介电常数；介质介电常数；介质的损耗正切；介质的损耗正切；相对磁导率；相对磁导率；金属的导电率等。金属的导电率等。c.多种其它结构微带线多种其它结构

29、微带线 屏蔽微带、悬置微带、倒置微带、耦合微带等屏蔽微带、悬置微带、倒置微带、耦合微带等35微带线基本传输特性a.微带中的波型：微带中的波型：准准TEM波波 （0.5mm，er=2.2基片上基片上 50ohm线，对数幅度，并放大了矢量图尺寸）线，对数幅度，并放大了矢量图尺寸）*场的近似静电解场的近似静电解 微波工程微波工程p125-12736c.微带相速与传播常数微带相速与传播常数*b.等效介电常数等效介电常数*（充满线路周围空间均匀介质的（充满线路周围空间均匀介质的介电常数）介电常数）* 参考参考微波工程微波工程p123124Wdrre/12112121 式中，式中，r、 e分别为基片相对介

30、电常数和微带等效介电常分别为基片相对介电常数和微带等效介电常数数epcv ek 0 37d.微带阻抗微带阻抗* 1/1/)444. 1/ln(667. 0393. 1/12048ln600 dWdWdWdWdWWdZee * 参考参考微波工程微波工程p12312438微带特性阻抗与w/h的关系 介质微带特性阻抗随着介质微带特性阻抗随着w/h增大而减小；相同尺寸条件增大而减小；相同尺寸条件下，下， r越大，特性阻抗越小。越大，特性阻抗越小。39微带特性阻抗与导带厚度的关系对于不同宽度的导带，厚度对特性阻抗影响不同对于不同宽度的导带，厚度对特性阻抗影响不同40e.微带线的损耗微带线的损耗* 参考参

31、考微波工程微波工程p123124源于介质的介电损耗源于介质的介电损耗源于导体的损耗源于导体的损耗)/(tan)1()1(2686. 8)/(tan)1()1(200mdBkmNpkreerreerd )/(686. 8)/(00mdBWZRmNpWZRssd )2(0 sR41 例例1：在：在0.5mm厚的介质基片厚的介质基片Rogers 5880上的上的微带线。基片介电常数微带线。基片介电常数2.2,损耗正切损耗正切0.001，线，线宽宽1.52mm，材质为铜，求微带线的特性。，材质为铜，求微带线的特性。解：解：等效介电常数等效介电常数Wdrre/12112121 870. 152. 1/5

32、 . 01211212 . 2212 . 2 微带线基本传输特性42相速与传播常数相速与传播常数*)/1 (86110387. 11030289000mkee考虑频率为考虑频率为30GHz和和1GHz)/(1019. 287. 110388Smcvep (f=30GHz)/1 (64.2810387. 1101289000mkee(f=1GHz)(4 .21964.28/2/2mm)(30. 7861/2/2mm43(f=30GHz)微带阻抗微带阻抗 )444. 1/ln(667. 0393. 1/1200 dWdWZe )(73.50)444. 15 . 0/52. 1ln(667. 039

33、3. 15 . 0/52. 187. 1120 微带线的损耗微带线的损耗源于介质的介电损耗源于介质的介电损耗)/(50. 0001. 0)12 . 2(87. 1)187. 1(2 . 22861tan)1()1(20mNPkreerd )/(343. 4mdB 44源于导体的损耗源于导体的损耗)/(055. 5)/(582. 01052. 173.500452. 030mdBmNpWZRsd )/(381. 9)/(08. 1mdBmNpcd 总损耗总损耗(f=30GHz)(f=30GHz)/(07. 1923. 0145. 0mdBdBdBcd (f=1GHz)45 例例2：微带设计：微带

34、设计计算微带的宽度和长度，要求在计算微带的宽度和长度，要求在2.5GHz时为时为50阻抗和阻抗和14波长。基片厚度波长。基片厚度0.127cm,r=2.2。解解:猜测猜测W/d2,根据前述公式有根据前述公式有985. 7 BcmWdW391. 0081. 3/ 上述结果满足假设的上述结果满足假设的W/d2。再计算。再计算87. 1 e 60.71 cml19. 2/ )2/( 46计算工具 一些有用的计算工具：一些有用的计算工具：A P P C A D ， A D S 的的linecalc, CST的线计算工的线计算工具等。具等。47微带线走线原则 走线的风格；走线的风格； 走线的拐角；走线的

35、拐角； 优先画相邻的走线；优先画相邻的走线； 走线的平滑处理；走线的平滑处理；结论：结论：n尽可能短；尽可能短；n尽可能平滑；尽可能平滑；n尽可能正交；尽可能正交；ABABBABAABADABCBCDABZABZ1Z2P图 8.40 走线的宽度应该是渐变的而非突变48散射参量的应用射频放大器的设计 指标要求：频率范围指标要求：频率范围2.11GHz2.17GHz 增益增益15dB 输入反射系数输入反射系数S11-15dB 输入反射系数输入反射系数S22-15dB器件选购：富士通公司器件选购：富士通公司FLL177该器件的散射参量文件该器件的散射参量文件!FLL177ME Fujitsu Dev

36、ice.!S-PARAMETERS!V DS = 10V, I DS = 360mA!FREQUENCY S11 S21 S12 S22!(MHZ) MAG ANG MAG ANG MAG ANG MAG ANG# MHz S MA R 50500 .893 -117.6 9.628 117.9 .023 40.5 .219 -106.31000 .865 -150.2 5.465 101.7 .025 36.1 .277 -123.11500 .857 -165.4 3.853 95.3 .027 42.5 .337 -130.22000 .852 -175.7 2.986 90.4 .02

37、8 52.6 .399 -136.12500 .848 176.7 2.470 88.0 .029 65.6 .447 -140.53000 .836 169.2 2.204 86.2 .028 76.7 .502 -145.63500 .816 161.9 1.914 83.8 .037 85.1 .543 -151.04000 .784 153.4 2.026 81.6 .042 92.5 .566 -154.84500 .724 141.8 1.868 74.5 .048 91.8 .599 -158.95000 .618 124.4 2.005 67.7 .067 99.0 .616

38、-166.049器器件件性性能能50在输入和输出端口加入匹配电路在输入和输出端口加入匹配电路51设计仿真结果设计仿真结果m 1f req=m 1=15. 4322. 149G H zm 4f req=m 4=-19. 1302. 152G H zR eadoutm 1R eadoutm 4微波网络的各个参量矩微波网络的各个参量矩阵只和网络自身有关，阵只和网络自身有关，和外界测试环境无关和外界测试环境无关！微波网络的各个参量矩微波网络的各个参量矩阵可以作为电路模型进阵可以作为电路模型进行系统和电路仿真！行系统和电路仿真！523.微带不连续性微带不连续性 微带的弯曲、宽度（或高度）的突变、与其它传

39、微带的弯曲、宽度（或高度）的突变、与其它传输线的接头等处存在不连续。这种不连续性引入寄输线的接头等处存在不连续。这种不连续性引入寄生电抗，并影响能量生电抗，并影响能量 的连续传输，使幅度和相位发的连续传输，使幅度和相位发生变化，并影响匹配。生变化，并影响匹配。a.常见的不连续结构常见的不连续结构：53b. 不连续结构传输性的影响不连续结构传输性的影响：结构一：弯曲结构一：弯曲-11dB-40dB54弯曲的多种补偿方法弯曲的多种补偿方法* *： 因为弯曲处有寄生因为弯曲处有寄生容抗，所以主要方法是容抗，所以主要方法是通过去除一部分金属来通过去除一部分金属来实现补偿。实现补偿。* *微波固态电路设计微波固态电路设计p36-37p36-3755-30dB2040GHz24GHz-40dB一个实例：斜边长一个实例：斜边长1.55W56结构二：结构二：T型分支型分支* *微波固态电路设计微波固态电路设计p36-37p36-3757一个实例：一个实例：结构为（结构为（a）右）右584.端接负载的传输线端接负载的传输线a. 匹配负载匹配负载 与无限长均匀微带线相同，沿线各点阻抗与无限长均匀微带线相同，沿线各点阻抗均为特征阻抗。沿线反射均为零，驻波比无限均为特征阻抗。沿线反射均为零，驻波比无限大。大。b. 任意负载任意负载微带线端接负载的传输线59