1、第六章混频第六章混频6.1混频信号混频信号6.2混频原理混频原理6.3混频器的主要性能指标混频器的主要性能指标6.4接收机混频电路的干扰和失真接收机混频电路的干扰和失真6.5集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例本章小结本章小结思考题和习题思考题和习题第六章混频混频的典型应用为超外差接收机。例如，调幅接收机把5351605kHz频段内各个电台的调幅信号都下混频为465kHz的中频信号，调频接收机则把88108MHz频段内各个电台的调频信号都下混频为10.7MHz的中频信号。经过混频后，中频信号频率固定，便于针对该频率设计和优化中频放大器，可以在中频带宽内实现高增益，提高接收机的接收灵敏度
2、。同时中频信号的带宽相对较大，便于设计选择性较好的滤波器，提高接收机的选择性。第六章混频6.1混频信号混频信号因为混频不影响调制信号对载波的作用，所以在时域上，如果混频前的已调波us是普通调幅信号，则混频后的已调波ui的包络线没有变化，只是在包络线约束下的振荡频率（即载波频率）发生了变化，如图6.1.1(a)所示，在频域上，混频与振幅调制和解调一样，实现频谱的线性搬移，如图6.1.1(b)所示。混频前后已调波的频谱结构没有变化，只是中心的载波频率发生了改变。第六章混频图6.1.1混频对已调波的改变(a)波形；(b)频谱第六章混频在实现上，用乘法器将混频前的已调波us与本振信号ul相乘，并通过带
3、通滤波器滤波，就得到混频后的已调波ui，us的载波频率c和ul的频率l的和l+c或差lc就是ui的载波频率i，如图6.1.2所示。根据乘法器相乘的结果kMusul的频谱，选用其他中心频率0的带通滤波器，可以得到其他载波频率的ui，如i=3lc。第六章混频图6.1.2用乘法器实现混频第六章混频6.2混频原理混频原理同振幅调制一样，混频用的乘法器可以采用非线性器件或线性时变电路的原理来实现。在接收机中，低噪声放大器送出的高频已调波是小信号，而本振信号相对是大信号，所以混频器的实现主要采用了线性时变电路的原理。第六章混频由于混频器位于接收机前端，是接收机噪声的主要来源之一，所以应该选择低噪声器件减少
4、混频器的噪声。考虑到各种器件噪声的频域分布特点，不同信号频段混频器线性时变电路的实现形式不同，在中频和高频频段可以采用模拟乘法器和差分对放大器实现，在高频和甚高频频段可以采用晶体管放大器、场效应管放大器和双栅MOSFET放大器实现，在特高频、超高频和极高频频段则可以采用二极管混频实现。第六章混频6.2.1晶体管放大器混频晶体管放大器混频晶体管放大器混频的原理电路如图6.2.1所示。以下混频为例，设高频已调波us=usmcosct(对普通调幅信号，时变振幅usm=Usm(1+macost)，对双边带调制信号，usm=Usmcost),本振信号ul=Ulmcoslt，UlmUsm，晶体管的工作状态
5、取决于ul。第六章混频使LC并联谐振回路的谐振频率0=i=lc，则集电极电流iC中的中频电流可以滤波产生电压输出，得到中频已调波ui。下面确定中频电流。忽略晶体管的输出电压uCE的影响，晶体管的转移特性，即iC和晶体管的输入电压uBE的关系可以表示为iC=f(uBE)=f(UBB+ul+us)第六章混频其中，UBB为基极回路的直流电压源。对us而言，UBB+ul是时变静态工作点Q对应的晶体管的输入电压，称为时变静态电压，在其附近将iC展开成有关us的泰勒级数，并作线性近似，得到：iCf(UBB+ul)+f(UBB+ul)us=I0(t)+g(t)us(6.2.1)式中，I0(t)为时变静态电流
6、，而g(t)为时变电导，它们分别是us为零，交流输入电压仅有直流偏置电压和本振信号时有源器件的输出电流和交流跨导。第六章混频图6.2.1晶体管放大器混频第六章混频I0(t)和g(t)的波形如图6.2.2所示，可以分别利用晶体管的转移特性和跨导特性，根据ul的波形几何投影得到。导通时，晶体管的转移特性曲线可以近似为直线，斜率为交流跨导gm，这时I0(t)为余弦脉冲，而g(t)为矩形脉冲，通角都是。第六章混频图6.2.2I0(t)和g(t)的波形第六章混频进一步把g(t)展开成傅立叶级数:g(t)=g0+g1coslt+g2cos2lt+其中，各个频率分量的振幅分别为21mlm0gtdgg),3,
7、2,1(sin2cos1mllmnnngttdnggn第六章混频将g(t)的展开式代入式（6.2.1），得：tugtugugtIils2ls1s00C2coscos)(其中，g1uscoslt=g1usmcosctcoslt产生中频电流：tiugiiimclsm1icos)cos(21第六章混频记混频跨导gc=g1/2，则gc=iim/usm，是中频电流的时变振幅与混频前的已调波的时变振幅之比，代表了混频器的互导放大能力。LC并联谐振回路的谐振电阻为Re，设其带宽BWBPF2，则中频已调波为ui=Reii=Reiimcosit=uimcosit如果us是中频已调波，取0=i=l+c，则电路实现
8、上混频。第六章混频其中，高频电流：tiugiiimclsm1icos)cos(21其余结果表达式不变，得到高频已调波ui。如果取0=i=nlc(n=2，3，4，)，则ii由gnuscosnlt产生，此时应取gc=gn/2计算iim。当UBB和晶体管的导通电压UBE(on)相等时，=/2，可以利用单向开关函数，直接获得iC经过两次级数展开的表达式，从而简化分析过程。第六章混频【例6.2.1】晶体管放大器上混频电路和晶体管的转移特性如图6.2.3所示。中频已调波us=Usm(1+macost)cosct，本振信号ul=Ulmcoslt，UlmUsm，基极回路的直流电压源UBB提供晶体管的导通电压U
9、BE(on)，LC并联谐振回路的谐振频率0=3l+c，带宽BWBPF2，谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变电导g(t)的表达式并画出波形，写出混频跨导gc和高频已调波ui的表达式。第六章混频图6.2.3晶体管上混频电路和转移特性第六章混频解：因为UBB=UBE(on)，所以在UlmUsm的条件下，晶体管的工作状态近似取决于ul的正负。利用单向开关函数k1(lt),集电极电流:s0l1sml1lml1slml1BE(on)slBBml1BE(on)BEmC)()()()()()()()()()(utgtItkugtkugtkuugtkUuuUgtkUugi第六章混频其中:图6.2.
10、4I0(t)和g(t)的波形)()(l1lm0tkugtI)()(l1mtkgtg它们的波形如图6.2.4所示。第六章混频将k1(lt)的展开式代入式（6.2.2），得:tuttgtIicsmllm0Ccos3cos32cos221)(其中，时变振幅usm=Usm(1+macost)。经过LC回路的滤波，iC中只有在0附近的频率分量构成的高频电流生成有效电压，输出高频已调波。高频频率i=0=3l+c，不难找到，iC表达式中第二项的gm、(2/3)cos3lt和usmcosct相乘产生高频电流，其时变振幅：第六章混频smmsmmim313221ugugi混频跨导：msmimc31guig高频已调
11、波：ttmUgRtugRtiRu)3cos()cos1(31cos31cosclasmmeismmeiimei第六章混频根据晶体管放大器的组态以及已调波和本振信号的输入位置，常用的晶体管混频电路有四种基本结构，如图6.2.5所示。图6.2.5(a)和图(b)中，混频前的已调波us从基极输入，对其而言，电路为共发射极放大器，频率较低时，混频增益较大，输入阻抗也较大，因此在us频率较低时适用。第六章混频us频率较高时，需要用高频时混频增益和输入阻抗都较大的共基极放大器，如图6.2.5(c)和图(d)所示。图6.2.5(a)和图(c)中，us和本振信号ul直接耦合，当二者频率相对接近时，频率牵引现象
12、比较严重，ul的频率受到us的干扰而发生变化，此时应该采用图(b)和图(d)的接法，从晶体管的另一个输入端引入ul。第六章混频图6.2.5晶体管混频电路的基本结构(a)共发射极混频电路，us和ul耦合输入；(b)共发射极混频电路，us和ul分别输入；(c)共基极混频电路，us和ul耦合输入；(d)共基极混频电路，us和ul分别输入第六章混频6.2.2场效应管放大器混频场效应管放大器混频作为平方律器件，场效应管混频漏极电流的泰勒级数展开式中没有关于已调波的高阶项，消除了高阶项产生的无用频率分量造成的失真。图6.2.6所示的原理电路中，场效应管的漏极电流：iD=f(uGS)=f(UGG+ul+us
13、)第六章混频图6.2.6场效应管放大器混频第六章混频其中，UGG为栅极回路的直流电压源。在时变静态电压UGG+ul附近对iD作基于泰勒级数展开的线性近似，有:场效应管的转移特性呈平方律，而跨导特性则呈线性。ul的波形经过几何投影得到的I0(t)和g(t)的波形如图6.2.7所示。s0slGGlGGD)()()()(utgtIuuUfuUfi第六章混频图6.2.7I0(t)和g(t)的波形第六章混频场效应管的g(t)为余弦脉冲，通角为。g(t)的表达式为cos1coscos)(lmax mtgtg利用余弦脉冲分解系数，可以得到g(t)中各个频率分量的振幅：gn=gm，maxan()（n=0，1，
14、2，）第六章混频取混频跨导gc=gn/2=gmmaxan()/2，n=1，2，3，则可以在0=i=nlc处取出中频电流或高频电流tinugnuginiimclsmmax mclsmcicos )cos()(21)cos(a进而得到中频已调波或高频已调波ui。同晶体管混频一样，当UGG=UGS(off）时，可以利用单向开关函数直接写出iD的表达式。第六章混频【例6.2.2】场效应管放大器下混频电路和场效应管的转移特性如图6.2.8所示。高频已调波us=Usmcostcosct，本振信号ul=Ulmcoslt，UlmUsm，栅极回路的直流电压源UGG提供场效应管的夹断电压UGS(off)，LC并联
15、谐振回路的谐振频率0=lc，带宽BWBPF2，谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变电导g(t)的表达式并画出波形，写出混频跨导gc和中频已调波ui的表达式。第六章混频图6.2.8场效应管下混频电路和场效应管的转移特性第六章混频解：因为UGG=UGS(off)，所以在UlmUsm的条件下，场效应管的工作状态近似取决于ul的正负。利用单向开关函数k1(lt)，漏极电流:)()(2)()()(1)(1l12s2GS(off)DSSl1sl2GS(off)DSSl12l2GS(off)DSSl12GS(off)slDSSl12GS(off)slGGDSSl12GS(off)GSDSSDtk
16、uUItkuuUItkuUItkUuuItkUuuUItkUuIi第六章混频因为UlmUsm，所以iD表达式的第三项可以忽略，则s0l1sl2GS(off)DSSl12l2GS(off)DSSD)()()(2)(utgtItkuuUItkuUIi(6.2.3)其中：)()(l12l2GS(off)DSS0tkuUItI)(2)(l1l2GS(off)DSStkuUItg第六章混频它们的波形如图6.2.9所示。图6.2.9I0(t)和g(t)的波形第六章混频将ul=Ulmcoslt和k1(lt)的展开式代入式（6.2.3），得：tutttUUItIicsmllllm2GS(off)DSS0Dco
17、s3cos32cos221cos2)(其中，时变振幅usm=Usmcost。其时变振幅：smlm2GS(off)DSSsmlm2GS(off)DSSim2121221uUUIuUUIi第六章混频混频跨导：lm2GS(off)DSSsmimc21UUIuig中频已调波：ttUUUIRtuUUIRtiRu)cos(cos21cos21cosclsmlm2GS(off)DSSeismlm2GS(off)DSSeiimei第六章混频6.2.3双栅双栅MOSFET放大器混频放大器混频双栅MOSFET有两个栅极，分别用G1和G2表示，其电路符号和转移特性如图6.2.10(a)所示，漏极电流受到栅源电压uG
18、1S和uG2S的共同控制，记为iD(uG1S,uG2S)。第六章混频图6.2.10双栅MOSFET混频(a)双栅MOSFET的电路符号和转移特性；(b)原理电路第六章混频双栅MOSFET混频原理电路如图6.2.10(b)所示。图中，直流电压源UGG1和UGG2提供直流静态工作点Q，保证双栅MOSFET工作在恒流区；混频前的已调波us输入G1，本振信号ul输入G2。在Q附近将iD(uG1S,uG2S)展开成有关us和ul的泰勒级数，并作二阶近似，得到：第六章混频lsG2SG1SG2SG1SD22l2G2SG2SG1SD22s2G1SG2SG1SD2lG2SG2SG1SDsG1SG2SG1SDGG
19、2GG1DG2SG1SD),(),(21),(21),(),(),(),(uuuuuuiuuuuiuuuuiuuuuiuuuuiUUiuuiQQQQQ第六章混频其中,最后一项包含usul，代表混频结果，其经LC并联谐振回路滤波输出混频后的已调波。因为漏栅电容很小，所以双栅MOSFET混频电路的工作频率较高，而且混频前的已调波和本振信号从两个栅极分别输入，明显减小了二者之间的耦合，不容易发生频率牵引。晶体管放大器混频和场效应管放大器混频的电路设计中，可以采用平衡对消技术实现平衡混频。第六章混频图6.2.11所示的晶体管放大器平衡混频原理电路中，晶体管V1和V2的特性相同，导通电压为UBE(on)
20、，交流跨导为gm，V1和V2发射结的直流偏置电压等于UBE(on)，V1的集电极电流：)()()()(l1sml1lml1slmC1tkugtkugtkuugiV2的集电极电流:)()()()(l1sml1lml1slmC2tkugtkugtkuugi第六章混频流过LC并联谐振回路的输出电流:s0l2sml2lmC2C1o)()()()(utgtItkugtkugiii与iC1和iC2相比，经过平衡对消，io中没有了本振信号和混频前的已调波的频率分量，便于滤波取出混频后的已调波。第六章混频图6.2.11晶体管放大器平衡混频第六章混频推挽式场效应管放大器混频原理电路如图6.2.12所示。图中，结
21、型场效应管V1和V2的特性相同，夹断电压为UGS(off)，饱和电流为IDSS，栅源直流偏置电压UGG等于UGS(off)，V1的漏极电流：)(2)()(1l1sl2GS(off)DSSl12l2GS(off)DSSl12GS(off)slGGDSSD1tkuuUItkuUItkUuuUIi第六章混频图6.2.12推挽式场效应管放大器混频第六章混频V2的漏极电流:)(2)()(1l1sl2GS(off)DSSl12l2GS(off)DSSl12GS(off)slGGDSSD2tkuuUItkuUItkUuuUIi第六章混频iD1和iD2表达式的第一项代表的两股电流在LC并联谐振回路中流向相反，
22、产生的电压反向抵消；iD1和iD2表达式的第二项代表的两股电流流向相同，构成LC回路中连续的输出电流：sl1sl2GS(off)DSSo)()(2utgtkuuUIi与iD1和iD2相比，经过平衡对消，io中完全去除了时变静态电流I0(t)，便于提取混频后的已调波。第六章混频6.2.4差分对放大器混频差分对放大器混频振幅调制中用到的差分对放大器和双差分对放大器，在输入已调波和本振信号时，也可以实现混频。双端输出时，差分对放大器实现单平衡混频，而双差分对放大器则实现双平衡混频。双端输出的差分对放大器混频原理电路如图6.2.13所示。第六章混频图6.2.13差分对放大器混频第六章混频参考例5.3.
23、1可知，输出电流io与两个输入电压u1和u2的关系为TUuRUUui2th1EEEBE(on)2o当u1=us=usmcosct，u2=ul=Ulmcoslt时，如果us的振幅远小于热电压UT，则有:ssEEEBE(on)lsEEEBE(on)lsEEEBE(on)lo)(222thutguURUUuUuRUUuUuRUUuiTTT第六章混频如果交换us和ul的位置，则因为ul的振幅可以远大于UT，故有：s0sl2El2EBE(on)EEl2EEEBE(on)slEEEBE(on)so)()()(1)()(2thutgtIutkRtkRUUtkRUUuUuRUUuiT第六章混频【例6.2.3】
24、双端输出的双差分对放大器上混频电路如图6.2.14所示。图中，本振信号ul=52cos（2965103t）mV中频已调波us=0.1cos（2175103t）V电阻RE=1k，LC并联谐振回路的谐振频率f0=1140kHz，谐振电阻Re=10k。计算高频已调波ui。第六章混频图6.2.14双差分对放大器上混频电路第六章混频解：参考式（5.3.9），输出电流：TUuRui2thlEso考虑到ul的振幅Ulm=52mV在UT=26mV和4UT=104mV之间，对双曲正切函数需要展开成傅立叶级数，有：1llm12l)12cos(2thnTnTtnUUUu第六章混频其中，l=2965103rad/s，
25、于是：1slslEsmlm12o)12cos()12cos(21nTntntnRUUUi其中，Usm=0.1V，s=2175103rad/s。由于高频频率i=0=2f0=l+s，所以io中的高频电流：第六章混频mA1011402cos0406.0 )cos(213slEsmlm1itRUUUiT高频已调波:V1011402cos406.0 mA1011402cos0406.0k1033ieiiRu第六章混频6.2.5二极管混频二极管混频晶体管放大器混频、场效应管放大器混频、差分对放大器混频和双差分对放大器混频都称为有源混频，可以获得混频增益;二极管混频属于无源混频，存在混频损耗。图5.3.20
26、所示的二极管调幅原理电路中，把调制信号u和载波uc分别换成混频前的已调波us和本振信号ul，就构成了二极管混频原理电路，如图6.2.15所示。第六章混频图6.2.15二极管混频第六章混频在UlmUsm，并忽略混频后的已调波反作用的前提下，二极管VD的导通和截止近似取决于ul的正负。忽略VD的导通电压，VD的交流电阻为rD，设带通滤波器的输入电阻已并联折算入负载电阻RL，则RL中的电流：第六章混频s0sl1DLll1DLl1DLlsl1DLDD)()()(1)(1)()(utgtIutkrRutkrRtkrRuutkrRui(6.2.4)第六章混频其中:ll1DL0)(1)(utkrRtI)(1
27、)(l1DLtkrRtg第六章混频把k1(lt)的展开式代入式（6.2.4）得:tuttrRtUttrRicsmllDLllmllDLDcos3cos32cos2211cos3cos32cos2211因为iL中包含许多频率分量，所以为了得到混频后的已调波，需要用带通滤波器滤波。第六章混频以上混频为例，设带通滤波器的中心频率为高频频率，即0=i=l+c，则高频电流的时变振幅:smDLsmDLim112121urRurRi高频已调波:turRRktiRku)cos(1cosclsmDLLFiimLFi其中，kF为滤波器的增益。第六章混频【例6.2.4】二极管平衡下混频电路如图6.2.16(a)所示
28、，已知高频已调波为us=Usm(1+macost)cosct，本振信号ul=Ulmcoslt，UlmUsm，带通滤波器的中心频率即中频频率0=i=3lc。写出中频已调波ui的表达式。第六章混频图6.2.16二极管平衡下混频(a)原电路；(b)等效电路第六章混频解：不考虑带通滤波器时，原电路的等效电路如图6.2.16(b)所示。设二极管VD1和VD2的交流电阻为rD。当ul0时，VD1导通，VD2截止，RL中的电流：DLlsLrRuui当ulUsm，带通滤波器的中心频率即中频频率0=i=lc。写出中频已调波ui的表达式。第六章混频图6.2.17二极管环形混频(a)原电路；(b)等效电路；(c)u
29、l0时的等效电路；(d)ul0时，VD1和VD3导通，VD2和VD4截止，等效电路简化为图6.2.17(c)。当电压源us短接，只有两个电压源ul时，两个ul电压对称分配在两个二极管和它们的串联电阻上，此时RL中的电流iL=0；当两个ul短接，只有us时,有第六章混频sDDLsLDDL2221uRrRuRRri 根据叠加定理，两个ul和us同时存在时，RL中的电流:sDDLLLL22uRrRiii 第六章混频当ulUGS(off)，漏栅电压uDGUGS(off)时，场效应管的工作点位于可变电阻区，漏极电流:DSDSGS(off)GS2GS(off)DSSD)5.0(2uuUuUIi第六章混频漏
30、源电压uDS较小时，交流输出电阻:)(2)5.0(2GS(off)GSDSS2GS(off)DSGS(off)GSDSS2GS(off)DDSDDSDSUuIUuUuIUiuiur第六章混频以上推导的物理意义是：uGS和uDS共同控制导电沟道宽度，导电沟道宽度对iD的作用体现为rDS，uDS取值较小时，可以忽略其对导电沟道的作用，结果rDS近似只受uGS控制。这说明在原点附近，场效应管的输出特性曲线近似为过原点的直线，如图6.2.18(a)所示。此时：DSGS(off)GS2GS(off)DSSDSDSD)(21uUuUIuri第六章混频如果使uGSUGS(off)为本振信号，uDS为混频前的
31、已调波，则可以根据上式实现二者相乘，并对iD滤波取出混频后的已调波。原理电路如图6.2.18(b)所示。图中，uGS包括直流电压源UGG和本振信号ul，可以使UGG=UGS(off)，于是uGSUGS(off)=ul；L1C1并联谐振回路调谐于c，给漏极提供混频前的已调波us；L2C2并联谐振回路则调谐于i，而失谐于c，所以对us相当于接地，uDS=us；iD流过L2C2回路产生混频后的已调波ui。第六章混频图6.2.18电阻型场效应管混频(a)原点附近场效应管的输出特性；(b)原理电路第六章混频6.3混频器的主要性能指标混频器的主要性能指标混频器的性能可以用以下指标衡量。(1)混频增益和混频
32、损耗。晶体管混频器和场效应管混频器是有源混频器，它们在混频的同时，还可以进行信号的功率放大，混频增益是混频后的已调波功率Pi与混频前的已调波功率Ps之比，即siclg10)dB(PPK第六章混频对无线电接收机，混频增益越大，输出信噪比就越大，接收灵敏度就越高。二极管混频器是无源混频器，混频后信号功率会减小，混频损耗定义为混频前的已调波功率Ps与混频后的已调波功率Pi之比，即isclg10)dB(PPL混频损耗主要是由电路匹配不佳致使功率反射、二极管PN结功率损耗以及混频中无关频率分量携带功率所造成的。第六章混频(2)噪声系数。噪声系数定义为混频器的输入功率信噪比Ps/Pni与输出功率信噪比Pi
33、/Pno的比值：ninocninoisnoinisFlg10lg10lg10lg10)dB(PPKPPPPPPPPN(6.3.1)由于混频器内部存在噪声源，如器件噪声和电阻热噪声，使得输出噪声功率Pno大于输入噪声功率Pni,所以10lg(Pno/Pni)0,NFKc。NF越大，经过混频器后功率信噪比下降越明显，说明混频器内部噪声越大。第六章混频(3)1dB压缩电平。混频前的已调波us的功率Ps远小于本振信号ul的功率时，混频电路的线性时变工作状态近似只受ul的控制，混频增益Kc基本不变，混频后的已调波ui的功率Pi与Ps成线性关系，斜率即为Kc。随着Ps的增大，混频电路的时变工作状态逐渐开始
34、受到us的影响，变为非线性时变工作状态。第六章混频滤波前，输出电流的表达式中出现了us的非线性项，如u2s、u3s等，它们分出了us的部分功率，导致Pi的增大变得缓慢，不再与Ps成线性关系，即Kc开始变小，如图6.3.1所示。当Pi比线性增大的情况小1dB时，其值称为1dB压缩电平，记做Pi1dB。Pi1dB代表了混频电路的最大输出电平，其最小输出电平则取决于对功率信噪比的要求，可以根据式（6.3.1），从要求的噪声系数算得。第六章混频图6.3.11dB压缩电平第六章混频(4)输入三阶互调截点。混频电路输入两个已调波us1和us2，它们的频率接近，即fs1fs2。随着us1和us2的功率增大，
35、混频电路进入非线性时变工作状态，us1和us2三阶互调产生的u2s1us2和us1u2s2包含频率为2fs1fs2fs1fs2和2fs2fs1fs1fs2的频率分量，它们都可以经过混频，对us1或us2单独混频产生的输出造成干扰。第六章混频图6.3.2输入三阶互调截点第六章混频混频前的已调波功率Ps每增加1dB，混频后的已调波功率Pi即增加约1dB，而三阶互调的干扰功率Pi3则增加3dB，如图6.3.2所示。当Pi3等于Pi时，混频电路无法正常工作，此时的Ps称为输入三阶互调截点，记做IIP3。第六章混频(5)功率隔离度。理论上，混频器的本振信号、高频已调波和中频已调波三个端口之间应该彼此隔离
36、，任一端口上的功率不应泄漏到其他端口。实际电路中，各个端口之间总有很小的功率泄漏，包括本振-高频端口功率泄漏、本振-中频端口功率泄漏以及高频-中频端口功率泄漏。功率隔离度用来衡量功率泄漏的程度，定义为本端口功率与泄漏到其他端口的功率之比，用分贝数表示，取值越大，表示两个端口之间的功率隔离度越好。第六章混频6.4接收机混频电路的干扰和失真接收机混频电路的干扰和失真混频电路是非线性电路，同时，下混频电路的高频已调波回路的频率选择性较差时，其他频率的干扰信号会窜入，这两个因素单独或共同作用，将会导致接收机混频电路存在四种干扰，即高频已调波与本振信号的组合频率干扰，干扰信号与本振信号的寄生通道干扰，干
37、扰信号与高频已调波的交叉调制干扰，以及干扰信号之间的互调干扰。第六章混频6.4.1高频已调波与本振信号的组合频率干扰高频已调波与本振信号的组合频率干扰不失一般性，考虑到晶体管、场效应管转移特性和二极管伏安特性的非线性，混频电路中输出电流由高频已调波和本振信号的n阶项anupluqs构成，其中p，q=0，1，2，阶数n=p+q。当p=q=1时，对应的二阶项包括有用的频率分量，频率为fi=flfs，将产生下混频输出的中频已调波。第六章混频其他频率分量的频率可以表示为组合频率pflqfs,当组合频率落在fi附近且在中频带宽BWBPF之内时，就可以形成干扰，造成干扰哨声，影响混频后的输出，这种干扰称为
38、组合频率干扰。产生组合频率干扰的条件为2BW2BWBPFislBPFifqfpff第六章混频或pflqfsfi下混频时，fl=fi+fs，考虑到pflqfs可能的取值范围，上式可以简化为is1fpqpf该式决定了可能产生组合频率干扰的高频已调波的频率与中频频率的关系。第六章混频因为阶数n越高，组合频率分量的振幅越小，干扰就越弱，所以一般只考虑n5时的较强干扰。经分析，此时的干扰包括以下四种情况：(1)fsfi。此时有三组组合频率落在中频频率附近，它们分别对应于p=0，q=1,p=1，q=3以及p=2，q=3。当p=0，q=1时，pfl+qfs=fsfi第六章混频当p=1，q=3时，pfl+qf
39、s=fl+3fs=(fi+fs)+3fs(fi+fi)+3fi=fi当p=2，q=3时，pflqfs=2fl3fs=2(fi+fs)3fs2(fi+fi)3fi=fi(2)fs（2/3)fi。此时有一组组合频率落在中频频率附近，对应于p=1，q=4，即pfl+qfs=fl+4fs=(fi+fs)+4fsfi+(2/3)fi+4(2/3)fi=fi。第六章混频(3)fs2fi。此时有一组组合频率落在中频频率附近，对应于p=1，q=2，即pfl+qfs=fl+2fs=（fi+fs）+2fs（fi+2fi）+22fi=fi(4)fs3fi。此时有一组组合频率落在中频频率附近，对应于p=2，q=3，即
40、pfl+qfs=2fl+3fs=2（fi+fs）+3fs2（fi+3fi）+33fi=fi第六章混频上述干扰中，p=0，q=1和p=1，q=2的组合因为阶数n较低，所以干扰比较明显。为了避免或减弱组合频率干扰，可以通过选择平方律器件，或设置合适的直流静态工作点，使器件尽量工作在平方律范围内，从而消除或减小高阶项，也可以调低高频已调波和本振信号的振幅，从而减小组合频率分量的振幅。参照高频已调波的频率，选择适当的中频频率，使之避开上述(1)(4)的情况，也是避免组合频率干扰的常用方法。第六章混频【例6.4.1】接收机的中频频率fi=465kHz，中频带宽BWBPF=8kHz，分别对fs1=933k
41、Hz和fs2=921kHz的高频已调波接收时，是否存在高频已调波与本振信号的组合频率干扰?解：显然，fs12fi，fs22fi，在阶数n5的组合频率中，对应于p=1，q=2的组合频率fl+2fs1和fl+2fs2将落在fi附近。第六章混频对fs1=933kHz的高频已调波，组合频率：fl+2fs1=(fi+fs1)+2fs1=(465kHz+933kHz)+2933kHz=468kHz与fi的频差:f1=|(fl+2fs1)fi|=|468kHz465kHz|=3kHz第六章混频因为f1BWBPF/2，所以该组合频率分量会被滤除，不形成干扰哨声。第六章混频6.4.2干扰信号与本振信号的寄生通道
42、干扰干扰信号与本振信号的寄生通道干扰除正常接收的高频已调波外，其他频率的干扰信号与本振信号的组合频率也可能落在中频带宽BWBPF之内，造成接收机接收到干扰信号，这种干扰称为寄生通道干扰。设干扰信号的频率为fn，则发生寄生通道干扰的条件为2BW2BWBPFinlBPFifqfpff第六章混频将fi=flfs代入上式，得到以中频频率fi对频率为fs的高频已调波接收时，产生寄生通道干扰的干扰信号频率:isn1fqpfqpf(6.4.1)p、q取不同的值，可以得到多个fn，但是只有p+q5时，干扰才比较明显。比较强的干扰包括中频干扰和镜像干扰。第六章混频1.中频干扰中频干扰对应p=0，q=1。此时fn
43、fi，即干扰信号频率就是中频频率。对中频干扰信号，混频器等同于放大器，使之顺利通过并最终造成干扰，而且由于混频器的放大增益大于混频增益，前者约为后者的416倍，所以中频干扰一旦存在，影响就比较明显。第六章混频中频干扰可以在混频前滤波去除，包括提高混频器输入回路的频率选择性，或者在前级高频放大器中接入中频带阻滤波器或高通滤波器，要求能够实现30dB以上的中频抑制比。调幅广播的fi=465kHz，接收频率范围是5351605kHz，所以不存在中频干扰。第六章混频2.镜像干扰镜像干扰对应p=1，q=1。此时fnfl+fi，而fs=flfi。不难看出,干扰信号是以本振频率为中心的已调波信号的镜像。镜像
44、干扰信号经历与高频已调波同样的混频，且混频增益相同。滤波同样也可以用来去除镜像干扰。为了提高滤波效果，可以增大中频频率来加大镜像干扰信号和高频已调波的频率差。第六章混频【例6.4.2】某接收机的接收频率范围是230MHz，中频频率fi=1.3MHz，当接收fs=2.65MHz的电台信号时，举例说明还可能受到哪些频率的电台信号的寄生通道干扰。解：由式（6.4.1）计算出的fn只要落在接收机的接收频率范围内，该频率的电台信号就可能造成寄生通道干扰。(1)p=0，q=1时，fnfi=1.3MHz，因为fn不在接收机的接收频率范围内，所以该频率的电台信号不造成中频干扰。第六章混频(2)p=1，q=1时
45、，有：MHz5.25 MHz3.12MHz65.221isisnfffqpfqpf该频率的电台信号可能造成镜像干扰。此时，也有：MHz65.21sisnffqpfqpf第六章混频(3)p=1，q=2时，有:MHz625.2 MHz3.1MHz65.221211isisnfffqpfqpf该频率的电台信号可能造成寄生通道干扰。此时，也有：MHz325.1MHz65.221211sisnffqpfqpf第六章混频6.4.3干扰信号与高频已调波的交叉调制干扰干扰信号与高频已调波的交叉调制干扰设混频器的本振信号ul=Ulmcoslt，混频前的高频已调波us=usmcosct，同时混频器的输入端还存在干
46、扰信号un=unmcosnt，则输出电流中的4阶项展开式包括：tuUuattuUtuattutUuauuua)cos(3)cos()cos()2cos1(3coscoscos1212clsmlm2nm4clclsmlmn2nm4csmllmn22nm4sl2n4第六章混频展开结果中的第一项代表下混频获得的中频电流，但是该中频电流的时变振幅不仅与已调波的时变振幅usm有关，还正比于干扰信号的时变振幅unm的平方，于是经过检波，在接收到有用信号的同时，也会同时收到干扰信号，这种干扰称为交叉调制干扰。交叉调制干扰的强度（即3a4u2nmUlmusm)与有用信号的强度(即usm)呈正比，当有用信号消失
47、时，干扰也就不存在了。第六章混频6.4.4干扰信号之间的互调干扰干扰信号之间的互调干扰混频器的输入端存在多个不同频率的干扰信号时，其互调组合频率可能落在高频已调波频率附近，与高频已调波一起经过混频，造成干扰哨声，这种干扰称为互调干扰。互调干扰要求同时存在两个以上的干扰信号，而且干扰信号的频率需要满足一定的关系。第六章混频交叉调制干扰和互调干扰都来源于输出电流的高阶项，所以其根本解决方法是应用平方律器件，或使器件工作在平方律范围内，以去除或减小高阶项。提高前级高频放大器抑制干扰的能力，减小干扰信号的强度，也可以减弱这两种干扰。第六章混频6.4.5包络失真包络失真随着高频已调波振幅的增大，混频电路
48、从线性时变工作状态逐渐过渡到非线性时变工作状态，振幅增益随之减小，导致混频后中频已调波的时变振幅和混频前高频已调波的时变振幅不再维持正比，而表现为非线性关系，于是混频后中频已调波的包络线不能正确反映混频前高频已调波的包络线，造成包络失真。第六章混频6.4.6强信号阻塞强信号阻塞当强干扰信号输入混频器时，干扰信号使混频电路的时变静态工作点进入非线性区，导致混频后中频已调波的功率下降，无法实现正常接收，造成强信号阻塞。例如，晶体管混频器在强干扰下，其时变静态工作点进入饱和区或截止区，混频增益明显减小甚至为零，影响中频已调波的功率。第六章混频6.5集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例混频电路
49、可以用集成模拟乘法器如MC1596实现，也可以采用专用集成器件，如AD8343、MAX9996等。通过适当的设计可以使晶体管在实现混频的同时，构成正弦波振荡器，产生本振信号，供混频使用，这种结合了混频和本振信号产生的电路称为变频器。二极管混频器结构简单，输入动态范围大，线性好，噪声系数小，抗干扰能力强，端口之间的功率隔离度好，使用频带宽，特别适用于微波范围。第六章混频6.5.1AD8343混频器混频器AD8343高性能宽带有源混频器主要用于蜂窝基站、无线局域网、卫星转换器等，可以实现已调波频率到2.5GHz的混频。AD8343混频器的混频增益为7.1dB，噪声系数为14.1dB，1dB压缩电平
50、为2.8dBm，输入三阶互调截点为16.5dBm，可以接收10dBm的本振信号输入功率，输入阻抗为50，直流输入电压为5V，标准直流输入电流为50mA，低功耗时降至20A以下。第六章混频AD8343的内部电路如图6.5.1所示，包括直流偏置单元、本振驱动单元和混频核心单元。图6.5.1中，混频前的已调波以一对反相信号形式通过交流耦合输入引脚2、3，引脚2、3各自经过电阻直流接地，控制晶体管放大器的直流偏置电流；本振信号以一对反相信号形式通过交流耦合输入引脚9、10；引脚12、13经过负载网络获得混频后的已调波，并外接直流电压源；引脚4经过电容接地，旁路内部直流偏置电路的噪声；引脚5外接直流电压
